射频通信全链路系统设计 课件 第2章 射频通信系统设计基础-2.1-2.2

射频通信全链路系统设计马文建等编著机械工业出版社第2章射频通信系统设计基础第2章射频通信系统设计基础学习目标了解通信链路基本框架。从微观角度，掌握当前移动通信信号元素的构成；从宏观角度，理解整个信号发射、传输和接收的实现过程。掌握射频设计的相关入门知识，包括噪声、峰均比、非线性、阻抗匹配和采样转换等基本概念。理解各射频单元电路的工作原理、关键指标，通过实例掌握相关应用设计方法。主要包括功率放大器、低噪声放大器、混频器、射频开关、衰减器、射频滤波器、功率检波器、时钟锁相环、直接数字频率合成器、功率分配器、耦合器、移相器、天线等单元电路。了解相关射频处理算法的基本概念和设计方法，从射频通信系统角度，梳理电路和算法的相辅相成关系。第2章射频通信系统设计基础知识框架2.1基本通信链路2.1.1无线信道2.1.2信号构成2.1.3信号调制与解调2.2射频设计基础2.2.1噪声2.2.2峰均比2.2.3非线性2.2.4阻抗匹配2.2.5采样转换2.3射频单元电路2.3.1功率放大器2.3.2低噪声放大器2.3.3混频器2.3.4射频开关2.3.5衰减器2.3.6射频滤波器2.3.7功率检波器2.3.8时钟锁相环2.3.9直接数字频率合成器2.3.10功率分频器2.3.11耦合器2.3.12移相器2.3.13天线2.4射频基本算法2.4.1载波聚合2.4.2数字变频2.4.3削波2.4.4数字预失真2.4.5自动增益控制2.1基本通信链路典型通信系统基本链路模型如下图所示。系统将需要传输的信息经过编码、交织、脉冲成形后，从时域和频域两个层面转换为中频信号。为了减小天线尺寸，方便无线频谱资源管理，需要将信号调制到较高频段进行发射传输，然后经过无线信道，到达接收机后，对接收到的信号进行解调，恢复为中频信号，最后经过采样判决、去交织、译码等操作，获取传输的原始信息。下面主要从射频通信角度出发，对无线信道、信号构成和信号调制与解调进行相关介绍。2.1基本通信链路2.1.1无线信道移动通信的便利性是建立在无线信道的有效传输基础上，理解无线信道是掌握无线通信先进技术的前提条件。噪声与干扰信道中除了传输有用信号外，还存在各种噪声和干扰，这些噪声和干扰可能会使信号失真并导致误码。无线通信中的噪声主要包括接收机中产生的噪声和进入天线的自然噪声。在进行收发机设计时，需要根据指标需求，合理优化链路结构，降低由于链路设计引入的噪声，后面2.2.1节和4.2节会进行详细介绍。整个空间环境中，存在多个且多类型的通信设备，各设备间在时域和频域上会存在一定的相互干扰。在进行收发机设计时，需要根据指标需求，保证发射信号满足发射频谱模板的要求，并抑制电磁环境中的其他干扰噪声，提高接收电路的抗干扰、抗阻塞特性，后面4.3节、4.4节、4.5节、5.4节和5.5节会详细介绍。2.1基本通信链路2.1.1无线信道信道容量信道容量是指在信道上进行无差错传输所能达到的最大传输速率，根据香农公式可以看出，信道容量与信道带宽、信号信噪比密切相关，通过增大信道带宽、提高信号信噪比即可提升信道容量。但在实际应用中，由于频谱资源、电子元件、电磁频谱管理法规等限制，使得信道带宽不可能任意扩大。结合2.1.1.1节的分析，无线信道中存在各种噪声和干扰，会限制传输信号的信噪比。因此，在信道带宽一定的条件下，需要优化收发链路，尽可能提高传输信号的信噪比，保证信道容量。2.1基本通信链路2.1.1无线信道信道衰落电磁波作为无线通信的媒介，在传播过程中，会发生衰减，并在遇到障碍物时，引起能量的吸收和电波的反射、散射和绕射等现象。电磁波传播的物理机制决定了无线信道的衰减特点，衰减一般分为慢衰落和快衰落。慢衰落

一般包括两种形式：由于距离引起的路径损耗由于地形遮挡引起的阴影衰落不同工作频率下的自由空间路径损耗关系电磁波工作频率越高，收发天线之间间距越大，两者造成的自由空间路径损耗越大2.1基本通信链路2.1.1无线信道多径效应与快衰落由于信号传播路径中可能存起建筑物、山体、树木等物体，电磁波从发射天线发射出来，会经过多个路径(包括LOS和NLOS)达到接收机，这一现象称为多径效应。不同路径的传播距离不同，从而信号到达接收机的时间就有先后。因此，如果在基站发射一个尖脉冲，终端就会接收到一连串的展宽脉冲。二径信道模型举例2.1基本通信链路2.1.2信号构成无线信号包括时域和频域两个维度的资源，分别对应OFDM符号和OFDM符号内的子载波。下图为5GNR物理时频资源结构示意，最小的时频资源为OFDM符号内的1个子载波，即1个资源单元(RE)。2.1基本通信链路2.1.2信号构成对于时域资源，无线信号通过无线帧(RadioFrame)、子帧(Subframe)和时隙(Slot)进行传输。每个无线帧长度为10ms，包含10个子帧，每个子帧长度为1ms。2.1基本通信链路2.1.2信号构成5GNR和4GLTE最大的区别之一就是引入了参数集(Numerology)μ，不同的参数集对应不同的时域资源，参数集μ的取值包括0、1、2、3、4，对应的子载波间隔分别为15kHz、30kHz、60kHz、120kHz、240kHz，子载波间隔越大，1个时隙对应的时间就越短，相应的每个无线帧或子帧包含的时隙数就越多。2.1基本通信链路2.1.2信号构成对于频域资源，OFDM符号在频域上的最小单元是具有Sinc函数的子载波，通过子载波间的正交性(即每个子载波的峰值对应其他子载波的过零点)来对抗干扰。子载波间隔为

2.1基本通信链路2.1.2信号构成在频域内，将连续的12个子载波定义为1个资源块(RB)。下图给出了信道带宽、配置带宽、保护带与资源块RB之间的关系。5GNR中常说的“大带宽”属于通道带宽，比如FR1频段的100MHz带宽，FR2频段中的200M、400MHz带宽。为减少信道之间的干扰，在通道带宽边缘设置有保护带，除去通道上下边缘保护带后，才是通道可配置的最大传输带宽。根据实际的应用调度场景，设备可配置更小的通道带宽，比如20MHz、10MHz，甚至5MHz等。2.1基本通信链路2.1.2信号构成表格为3GPP协议中不同子载波间隔下部分通道带宽对应的RB数和最小保护带宽，有如下2点结论：相同带宽下，子载波间隔越大，则RB数越小，需要的最小保护带越大。相同子载波间隔下，通道带宽越宽，则RB数越多，需要的最小保护带越宽。最小保护带宽的计算公式为2.1基本通信链路2.1.3信号调制与解调信号调制的基本思路就是发送端产生高频载波信号，让高频载波的幅度、频率或相位随着调制信号变化，携带需要传输的信号送到接收端，接收端收到后，将携带的传输信号从调制信号中恢复(解调)出来。下面主要从三角函数的角度，对普通调制与解调、复中频调制与解调、零中频调制与解调和实中频调制与解调进行介绍。普通调制与解调滤除下边带调制过程：2.1基本通信链路2.1.3信号调制与解调普通调制与解调

2.1基本通信链路2.1.3信号调制与解调复中频调制与解调

调制过程：复中频调制包括中频调制和射频调制两个步骤。中频调制I路和Q路信号在数字域与两路正交的数控振荡器(NCO)分别进行混合调制，得到数字中频信号的实部和虚部分别送入DAC。射频调制DAC输出的两路正交信号与两路正交的本振信号分别进行调制，然后将调制结果叠加。2.1基本通信链路2.1.3信号调制与解调复中频调制与解调调制过程：

2.1基本通信链路2.1.3信号调制与解调复中频调制与解调解调过程：与调制过程类似，复中频解调也包括射频解调和中频解调两个步骤。2.1基本通信链路2.1.3信号调制与解调复中频调制与解调射频解调将接收到的信号分别与两路正交的本振信号进行解调，解调后的信号经过低通滤波，滤除高频部分，得到中频信号。中频解调忽略射频解调的带来的幅度衰减，将射频解调得到的中频信号输入ADC，得到的数字中频信号与两路正交的NCO进行混合解调，恢复出I路和Q路信号。2.1基本通信链路2.1.3信号调制与解调零中频调制与解调

2.1基本通信链路2.1.3信号调制与解调实中频调制与解调

2.1基本通信链路2.1.3信号调制与解调实中频调制与解调

2.1基本通信链路2.1.3信号调制与解调实中频调制与解调解调过程：与复中频解调过程类似，包括射频解调和中频解调两个步骤。2.1基本通信链路2.1.3信号调制与解调实中频调制与解调

中频解调同样忽略射频解调的带来的幅度衰减，将射频解调得到的中频信号与两路正交的NCO分别进行解调，恢复出I路和Q路信号。2.1基本通信链路2.1.3信号调制与解调对比总结普通调制(包括解调)属于实中频调制中的射频部分，零中频调制又是复中频调制中的特例。因此，信号调制主要分为复中频和实中频两大类。结合前面分析，给出了相关优缺点对比总结如下表所示。总的来说，随着数字信号处理能力的提升，以及硬件电路小型化的应用需求，复中频在设计通信链路中的比重越来越高。2.2射频设计基础2.2.1噪声物理系统总是伴有噪声。相对于有用信号，噪声属于干扰源，可位于系统的内部或外部。常见的噪声形式有热噪声、闪烁噪声、散弹噪声、等离子体噪声和量子噪声。射频通信知识体系环环相扣，能否深刻理解射频通信相关基础知识对于系统全链路设计至关重要。热噪声热噪声是通信系统中最重要的噪声，以电阻R为例，其在电路中的噪声功率可分别用串联电压源或并联电流源来描述，相关表达式为室温下(=290K)的电阻可用噪声功率可表示为2.2射频设计基础2.2.1噪声——噪声系数无线通信接收机检测和处理微弱信号的能力主要由其SNR决定，而SNR常常被来自不同源的叠加噪声所削弱。二端口网络的输出SNR取决于输入SNR和两端口的内部噪声，降低接收链路噪声是提高接收机性能的重要措施。噪声因子：噪声因子F定义为总的输出噪声功率除以由输入噪声功率产生的输出噪声功率。可以看出，噪声因子F等于系统输入SNR与输出SNR的比值。注意：上述成立的条件是系统的信号功率和噪声功率增益相等，即系统是线性的。2.2射频设计基础2.2.1噪声——噪声系数噪声系数与噪声因子关系：把噪声因子F用单位dB表示，即可得到噪声系数NF的表达式。无源器件噪声系数：对于无源器件，噪声系数NF等于插入损耗IL的绝对值，比如3dB无源衰减器，其噪声系数就是3dB。而此共识需在满足290K温度前提条件下才成立。2.2射频设计基础2.2.1噪声——噪声系数噪声系数的级联：两级器件级联总的噪声系数分析示例。总的噪声因子F为以此类推，可扩展到适用于N级级联的噪声因子通用公式可以看出，级联系统中第一级分量对总的噪声系数具有最显著的影响。因此，在无线接收机设计中，为了实现链路较低的噪声系数，需要保证前端无源插入损耗尽可能小，并采用高增益低噪声放大器。2.2射频设计基础2.2.1噪声——噪声系数噪声系数的影响：射频通信接收机的输入本底噪声可由接收电路总的输入参考噪声和噪声系数表示本底噪声制约着接收机可以检测到的最弱信号。从应用角度讲，接收机噪声系数越小，实现的通信距离越远，接收信噪比SNR越好，误码越小，信道容量越高。2.2射频设计基础2.2.1噪声——噪声系数噪声系数的测试：主要有噪声系数测量仪和增益间接测试法两种。使用噪声系数测试仪是测量噪声系数最直接的方法，适合测量极低的噪声系数，但对于噪声系数较高，且频率较高的场景，噪声系数测试仪的测量精度和选择范围将大打折扣。而增益间接测量法则是一个很好的低成本解决方案。

噪声系数测量方法应用比较2.2射频设计基础2.2.2峰均比基本概念：调制后的射频载波信号带有数字信息，其瞬时电平呈现一定的随机性。在不同的调制方案和信号统计下，某个时刻射频载波信号的电平可能会非常大，也可能会很小，其典型时域波形如下图所示。可看出，虽然在某些特定时刻的信号电平很大，但信号整体的平均电平远小于瞬时幅度的峰值电平。2.2射频设计基础2.2.2峰均比基本概念：峰值功率与平均功率之比就称为峰均比(PAPR)，通常以dB表示为上述信号在一个周期内的信号峰值功率与其他周期内的峰值功率可能不一样，同理，每个周期的均值功率也可能不一样，所以，峰均比需要考察在一个较长时间的峰值功率和均值功率。峰值功率也并不是某一最大值，而是一定概率下较大值的集合，通常取0.01%。在概率为0.01%处的峰均比，一般称为峰值因子(CF)。

对于射频通信系统，信号峰均比越大，对功率放大器的功率等级要求越高。2.2射频设计基础2.2.2峰均比

16QAM星座图假设每个星座点出现的可能性一样，可以得到功率值为1的星座点出现的概率为4/16。同理，可得功率值为5的星座点出现的概率为8/16，功率值为9的星座点出现的概率为4/16。因此，在一段较长时间内发送的信号平均功率为

2.2射频设计基础2.2.2峰均比测试方法：依据前面分析，峰均比属于一个统计概念，因此，引入了互补累积分布函数(CCDF)来表示信号峰均比的统计特性，其定义为信号峰均比值超过某一门限值的概率。

下图为64QAM调制信号的CCDF仿真曲线与功率分布数据。可以看出，64QAM基带单载波的仿真峰均比为3.68dB，与表2-5中的理论数据相对应。经过OFDM调制后的峰均比为9.42dB，即信号超过均值功率9.42dB的概率为0.01%，相比64QAM调制的理论单载波射频信号，采用OFDM的多载波系统峰均比增大了近3dB。2.2射频设计基础2.2.2峰均比测试方法：下图给出了信号峰均比测量的实验框图。为了保护后端测试仪器不被前端待测发射机的大功率信号损坏，一般需要在后端测试仪器和前端待测发射机之间接了一个衰减器。具体衰减器的值主要由前端待测发射机的输出功率决定，如果衰减器值过小，后端测试仪器可能会受损；如果衰减器值过大，后端测试仪器的动态范围可能不够，影响测试准确度。2.2射频设计基础2.2.3非线性非线性模型系统模型参数，与器件工作点相关不满足叠加原理的系统几乎所有物理系统都是非线性的典型器件：功率放大器非线性解析输入信号输出信号可表示为直流基波二次谐波三次谐波(包含失真量)器件的非线性会导致输出产生各类失真2.2射频设计基础2.2.3非线性非线性表征谐波失真增益压缩

基波谐波

1dB压缩点2.2射频设计基础2.2.3非线性非线性表征互调失真

三阶互调邻道泄露宽带信号，邻道功率比ACPR和邻道抑制比ACLR2.2射频设计基础2.2.3非线性非线性测试测谐波→

评估后级滤波器指标信号源

+频谱仪确保信号源输出“无”谐波→加滤波确保频谱仪输入“无”失真→加衰减频谱仪动态范围制约着低失真分量的测量加入陷波器或高通滤波器仅保留谐波分量注意回损变化对DUT的影响2.2射频设计基础2.2.3非线性非线性测试测P1dB→

评估输入功率回退量(a)信号源+频谱仪(功率计)(b)矢量网络分析仪2.2射频设计基础2.2.3非线性非线性测试测互调

→

评估互调干扰、交调失真等

2.2射频设计基础2.2.3非线性非线性测试通过三阶互调评估邻道泄露n个等间距多音信号的三阶非线性输出信号频谱考虑信号峰均比PAPR邻道抑制比ACLR测试测试注意点：占用带宽、保护带、通道间隔的设置适当缩小频谱仪分辨带宽RBW，改善动态启动噪声校正，减去本底噪声2.2射频设计基础2.2.4阻抗匹配射频电路中各模块间或负载与传输线间都需要阻抗匹配，阻抗匹配的必要性在于：为了使射频能量注入负载，可以向负载传输最大功率；在天线、低噪声放大器或混频器等接收机前端改善噪声系数性能；实现发射机最大功率传输，提高发射机效率，降低设备功耗；滤波器或选频回路前后匹配使其发挥最佳性能。2.2射频设计基础2.2.4阻抗匹配——匹配原理

2.2射频设计基础2.2.4阻抗匹配——匹配原理

2.2射频设计基础2.2.4阻抗匹配——匹配原理

2.2射频设计基础2.2.4阻抗匹配——匹配原理

在实际工程应用中，往往无法实现源端内阻和负载阻抗与传输线特征阻抗的完全匹配，如果采用无反射匹配方式，则需要在传输线两端添加匹配网络，如下图所示，实现源端内阻和传输线、以及负载阻抗与传输线的无反射匹配，即在整个电路上的任何节点都不存在反射。2.2射频设计基础2.2.4阻抗匹配——匹配原理

最大功率传输定理2.2射频设计基础2.2.4阻抗匹配——匹配原理

共轭匹配仿真验证：2.2射频设计基础2.2.4阻抗匹配——匹配原理

综合对比无反射匹配和共轭匹配两种形式，共轭匹配具有实现成本低、具备最大功率传输等优点，因此被广泛应用在射频微波系统的阻抗匹配电路中。2.2射频设计基础2.2.4阻抗匹配——网络类型从网络结构上讲，匹配网络主要包括L型、π型和T型3类网络。

2.2射频设计基础2.2.4阻抗匹配——网络类型

2.2射频设计基础2.2.4阻抗匹配——基于Smith圆图的匹配网络设计

2.2射频设计基础2.2.4阻抗匹配——基于Smith圆图的匹配网络设计从阻抗与导纳互逆的关系上来说，阻抗圆图上半圆的电抗为正，表示电阻与电感串联，其中心对称点在下半圆，下半圆为负的感纳，表示电导与感纳并联。阻抗圆图下半圆的电抗为负，表示电阻与电容串联，其中心对称点在上半圆，上半圆为正的容纳，表示电导与容纳并联。因此，在使用Smith圆图匹配过程中，有如下结论：串联元件，在Smith圆图上的相应阻抗点沿等电阻圆移动。串联电感，沿等电阻圆顺时针移动；串联电容，沿等电阻圆逆时针移动。并联元件，在Smith圆图上的相应阻抗点沿等电导圆移动。并联电感，沿等电导圆逆时针移动；并联电容，沿等电导圆顺时针移动。2.2射频设计基础2.2.4阻抗匹配——应用设计以Qorvo公司的超宽带低噪声放大器QPL9503为例，使用ADS软件对其n77频段(3.3~4.2GHz)进行输入阻抗匹配。2.2射频设计基础2.2.4阻抗匹配——应用设计以Qorvo公司的超宽带低噪声放大器QPL9503为例，使用ADS软件对其n77频段(3.3~4.2GHz)进行输入阻抗匹配。在n77频段内，两种匹配方式的回波损耗均优化到了10dB以上，且“串联电感+并联电容”的匹配方式回波损耗性能更优，但由于(b)中电感值的相对过小，实际应用中会产生加大误差。因此，从工程角度上讲，优选“串联电容+并联电感”的匹配方式。2.2射频设计基础2.2.5采样转换采样的主要作用是完成数字信号与模拟信号之间的转换，在射频通信链路中起到举足轻重的作用，涉及到的器件包括ADC和DAC。下面将讨论采样定理、量化效应、采样抖动以及转换器的相关指标参数。2.2.5.1 采样定理与采样过程在数字通信系统中，模拟信号变换为数字形式首先需要进行采样处理，这个过程包括采样和保持两部分。在最大频率以外没有频谱分量的带限信号可完全由一系列均衡的空间离散时间采样来重构，前提是需要满足Nyquist准则，即

2.2射频设计基础2.2.5采样转换——采样定理与采样过程

信号采样抗混叠滤波器的设计考虑

2.2射频设计基础2.2.5采样转换——采样定理与采样过程典型的采样与保持电路如下图所示。理想的采样保持放大器(SHA)是一个简单的开关，用于驱动保持电容及其后的高输入阻抗缓冲器。缓冲器的输入阻抗必须足够高，以便电容可以在保持时间内放电少于1LSB。SHA在采样模式中对信号进行采样，而在保持模式期间则保持信号恒定。同时调整时序，以便ADC编码器可以在保持时间内执行转换。2.2射频设计基础2.2.5采样转换——量化噪声模型理想转换器对信号进行数字化时，最大误差为±½LSB，如下图(a)的一个理想N位ADC的传递函数所示。对于任何横跨整个LSB的交流信号，其量化误差可通过1个峰峰值幅度为q(1个LSB权重)的非相关锯齿波来近似计算，实际量化误差发生在±½q范围内任意点的概率相等。2.2射频设计基础2.2.5采样转换——量化噪声模型对于量化误差与时间的关系。同样以一个简单的锯齿波形进行分析，锯齿误差的计算表达式为

理论SNR可通过一个满量程输入正弦波来计算输入正弦波信号的均方根值为因此，理想Ｎ位转换器的均方根信噪比为2.2射频设计基础2.2.5采样转换——量化噪声模型

处理增益的量化噪声频谱如下图所示，通过提高采样率(即过采样)和数字滤波，降低转换器量化噪声2.2射频设计基础2.2.5采样转换——采样时钟抖动效应转换器是在采样时钟的作用下，基于相同的时间间隔采样并产生模拟信号，或对连续的模拟信号产生一些列定期样本，因此采样时钟的稳定性相当重要。如果在采样期间采样位置存在轻微抖动(即时钟抖动)，采样变得不再均匀，会导致实际采样时间产生不确定性。时钟抖动属于时钟源定时边缘的随机变化，而转换器一般使用时钟边缘来控制采样点，采样点的偏差将会产生采样电压的测量误差。采样时钟抖动导致采样电压误差2.2射频设计基础2.2.5采样转换——采样时钟抖动效应采样时钟抖动可通过SNR来衡量，如果输入为一正弦信号，其表达式为对信号求其时间导数，得对上述导数求其均方根(RMS)值，得

同样，如果使用数字滤波来滤除带宽BW以外的噪声成分，则公式须包括处理增益校正系数。2.2射频设计基础2.2.5采样转换——采样时钟抖动效应时钟抖动属于信号质量的时域参数，与之对应的频域参数称为相位噪声，后面章节具体讲述了两者的概念和转换方法。时钟抖动一般规定在某个频率范围内，该频率通常偏离基本时钟频率10kHz到10MHz，并将其整合到一起获取抖动信息。但是，低端的10kHz和高端的10MHz有时并非正确的计算边界，右图描述了设置正确整合限制的重要性，图中的相位噪声图以每十倍频抖动内容覆盖。如果将下限设定为100Hz偏移，上限设定为100MHz偏移，得到时钟抖动将从205fs增大至726fs。可以看出，不同的频率偏移上下限将产生较大差异的时钟抖动数据。在实际设计过程中，频率偏移的上下限设定遵循一定规则。2.2射频设计基础2.2.5采样转换——转换器性能参数转换器的主要性能参数包括分辨率、采样率、孔径抖动、信噪比、信纳比、无杂散动态范围、总谐波失真、采集时间、电源抑制比、时钟压摆率、串扰、微分非线性和积分非线性，掌握转换器的性能参数对使用和设计转换器至关重要。(1)分辨率N/ENOBADC分辨率用于表示模拟输入信号的bit位数。提高分辨率可以更为准确地复现模拟信号。使用较高分辨率的ADC也能降低量化误差。对于DAC，分辨率与此类似：DAC分辨率用于表示模拟输出信号的bit位数，DAC的分辨率越高，增大编码时在模拟输出端产生的步进越小。满幅、正弦输入波形的ENOB：对于较低的信号幅度，在计算ENOB时有必要增加一个校正系数：2.2射频设计基础2.2.5采样转换——转换器性能参数

2.2射频设计基础2.2.5采样转换——转换器性能参数

2.2射频设计基础2.2.5采样转换——转换器性能参数(4)信噪比SNRSNR是给定时间点有用信号幅度与噪声幅度之比，该值越大越好。限制转换器SNR的主要因素包括量化噪声、时钟抖动和热噪声，这3类因素导致的噪声不相关，因此转换器的总SNR可表示为

时钟抖动由外部采样时钟抖动和内部孔径抖动构成。热噪声在前面进行了简单介绍，热噪声是所有电子元件固有的一种现象，是电导体内电荷物理运动的结果，即使不施加输入信号，也能测得热噪声。热噪声通常服从高斯分布。热噪声属于转换器设计的函数，对于转换器的应用设计人员基本无法影响器件的热噪声。2.2射频设计基础2.2.5采样转换——转换器性能参数(4)信噪比SNR对于较高分辨率的转换器，其量化噪声对整体SNR贡献较小，整体SNR主要受时钟抖动和热噪声限制。较高分辨率转换器SNR受时钟抖动和热噪声限制转换器SNR估算举例2.2射频设计基础2.2.5采样转换——转换器性能参数(5)信纳比SINAD信纳比(SINAD)是指信号满幅均方根与所有其他频谱成分(包括谐波但不含直流)的和方根的平均值之比。

相比SNR，SINAD可以更好的反应转换器的整体动态