【解析】集成式车载充电系统技术及解决方案

【解析】集成式车载充电系统技术及解决方案一、引言近年来，随着能源危机和环境问题的日益突出，产业界和科研界都对电动汽车的研发投入了极大关注，也带来了全球范围内电动汽车产业的高速发展，使得目前电动汽车产品在驱动性能等方面取得了长足进步。然而，受制于电池技术，“里程焦虑”仍是困扰消费者购置电动汽车的主要瓶颈。因此，研发便捷、快速、低成本的电动汽车用充电机，具有重要的现实意义。电动汽车充电机可分为车载充电机和非车载独立充电机。对于非车载独立充电机，公共大型充电站可以满足电动汽车大功率快充需求，但存在建设成本高、周期长等问题，在中大型城市还存在建设用地紧张等问题；另一方面，私人充电桩也存在线路改造复杂、车位空间限制等局限。因此，从便利性角度，车载充电机因其不依赖充电桩的特性而得到了日益广泛的应用。然而，对于整车厂而言，传统中功率等级车载充电机会显著增加整车成本和质量，挤占车内有限空间，与目前整车轻量化的趋势不符，也限制了车载充电机在电动汽车中的大规模推广。基于以上情况，近十年，一种集成式车载充电系统引起了学界和产业界的持续关注，其一般结构如图1所示，具有以下特点与优势：（1）该类系统的一般原理：停车时，将电动汽车中电机驱动系统重构为充电机，由市电对电池进行充电，实现了驱动电机和功率器件的分时复用，仅需少量增加或不增加额外功率器件，在成本、质量和体积方面具备明显优势。（2）在重构而成的集成式车载充电机中，电机绕组一般作为电网侧线电感使用；驱动逆变器则通常被重构为全控型整流器或直流变换器，完成电能转换并给车辆动力电池充电。（3）一般而言，电动汽车电驱系统在功率等级方面要远大于其充电系统，因此，该类集成式车载充电机在理论上可以实现大功率快速充电。鉴于以上优势，自1985年集成式充电系统思路出现以来，各国学者对该类系统展开了全方位的研究。特别是近年来，随着现代电力电子技术和电机驱动控制技术的高速发展，相应地，基于不同类型电机和不同拓扑驱动器的集成式充电系统相继出现，它们各具特点、性能各异。因此，有必要对现有集成式车载充电机拓扑和控制方法进行总结归纳，以对后续研究工作提供指导和帮助。另一方面，电动汽车领域对电机及其驱动系统的调速范围和容错能力都提出了更高要求，因此，继承了传统永磁电机高效率、高功率密度特点，同时又兼具电励磁电机磁场直接调节能力的混合励磁型电机，在电动汽车领域受到了越来越多的关注。而混合励磁型电机在构造集成式充电系统时，因其特殊的电机结构和电磁特性，会具有多种优势，为集成充电系统的发展提供了新的技术方案。综上所述，本文将首先综述现有的各类集成式车载充电系统拓扑。区别于目前已发表的多篇关于该类系统的综述文献（大多从电机数量、电机类型、系统集成度等角度进行归类介绍），本文将详细分析集成式充电系统在拓扑结构和控制方法两方面存在的多个关键技术问题，以问题为导向，综述现有各类集成式车载充电系统及其控制方法对以上问题的解决方案；其次，深入分析混合励磁电机在构建该类型系统中的特点与优势，并以一台五相混合励磁型磁通切换电机为例，验证所提出观点的正确性。最后，总结全文，并对集成式车载充电系统的后续发展进行展望。1.集成式车载充电系统综述本节将首先介绍可以完成集成式充电基本功能的早期原始拓扑，并分析和总结出该类系统中存在的四个关键技术问题。进而，将分别从解决以上四个问题的角度，对该类系统的各类拓扑结构进行较为清晰的梳理和综述。1.1原始拓扑通过复用车内电机驱动系统构造的集成式车载充电系统始于1985年，但受限于当时电力电子器件的发展水平，其主电路由晶闸管构成，对现代的集成式车载充电系统设计已不具备指导意义。进入20世纪90年代，伴随着大功率IGBT器件的大规模商用，基于全控型变换器的电机驱动系统日趋成熟，与其相对应的集成式车载充电系统也相继出现。图2所示为文献首次提出的基于三相电机的单相集成式车载充电机拓扑结构。由图可知，该结构首先通过额外增加的不可控整流器，将单相交流电源变换为直流，并接入电机中性点；此时，电机绕组及其逆变器桥臂构成了3个完全相同且直接并联的Boost变换器，完成给电池组的充电操作。该结构完成了单相集成式车载充电机的基本功能，后续多篇文献也针对该结构进行了详细分析和报道。基于三相电机的三相集成式充电机拓扑如图3所示，其拓扑结构则是最早提出的三相集成式车载充电机。该结构中，电机中性点被打开，电机绕组被重构为三相网侧电感，驱动逆变器则作为全控型三相全桥整流器使用。同样有多篇文献对该拓扑做出了后续研究和报道。以上单相和三相集成式车载充电系统均为早期提出的可以完成基本充电功能的原始拓扑，虽然科研工作者进行了一系列后续研究工作，仍能从以上两种拓扑结构中提炼出集成式车载充电系统在拓扑结构方面亟待解决的几个共性技术问题，即：（1）单相集成式系统中增加额外功率器件的问题。如图2所示结构中额外增加的整流器。（2）三相集成式系统中，充电时产生起动转矩的问题。如图3所示的三相充电拓扑中，当三相对称电流通入驱动电机的三相对称绕组时，必然会在电机气隙中产生旋转磁场，从而在电机转子上产生持续的转矩，导致电机转动或振动，这是集成式系统在充电模式下必须要避免的情况。（3）充电系统的电气隔离问题。在车载充电系统中，网侧电气隔离虽不是强制性要求，但考虑到充电安全性，具有电气隔离能力的充电系统总是更优的选择。（4）电网电压与车载电池组电压的电压匹配问题。以上原始结构存在一个共同问题，即图2所示结构中的DC-DC变换器与图3所示结构中的AC-DC变换器均基于升压原理，因此，若车载电池组的电压小于某一特定值，则变换器无法输出满足电池充电要求的工作电压，现有的多种集成式系统则是通过在母线与电池之间增加额外DC-DC变换器来解决这一问题的。其中，问题（1）、问题（2）、问题（4）是必须解决的、否则系统无法完成基本功能的主要问题，而解决问题（3）则可以为系统提供更高的安全性（虽然现有充电机标准中均不做强制性要求）。以上为本文总结出的集成式车载充电系统中广泛存在的四个关键技术问题，下面将以这四个问题为导向，综述各类集成式车载充电系统。1.2额外增加功率器件的问题在构造集成式车载充电系统过程中，增加额外功率器件的问题主要发生在单相集成式充电机中。针对问题，目前主要通过打开电机绕组连接和利用双电机驱动系统两种方式来解决。这两种解决方案，其本质思路都是通过一定的方法，令网侧电源可以接入全桥整流器，从而实现电能的交直流转换，而不需要增加额外的不可控整流器。1.2.1更改电机绕组连接方式文献提出的单相集成式车载充电机如图4所示。在充电模式下，该结构通过打开Q1、闭合Q2和Q3，将L3绕组与其逆变器桥臂断开，并连接到电网侧。通过以上变换，L1与L2并联后与L3串联，与其逆变器桥臂共同构成了基于Boost的单相全桥整流电路，从而在不增加额外功率器件的前提下实现了单相充电。1.2.2双电机驱动系统/利用车内辅助电驱系统当电动汽车由双电机系统驱动，或车内存在另一套辅助电驱系统时，则可以采用如图5所示基于双电机系统的单相集成式车载充电机的方案。如图5a所示，两台电机绕组分别并联作为网侧电感，而两台逆变器分别共享相同驱动信号，其等效电路如图5b所示。从等效电路可以看到，双电机驱动系统同样被重构为一个单相全桥全控型整流器，从而不再需要额外的不可控整流电路来完成充电工作。1.3充电时产生起动转矩的问题集成式系统在充电过程中产生起动转矩，主要发生在三相集成式充电机中。目前，解决该问题的本质目标和思路都是对充电时的气隙磁场进行控制，保证充电时网侧三相对称电流流入电机绕组后，在气隙中不产生旋转磁场。1.3.1重构裂相电机绕组图6给出基于裂相三相异步电机的三相集成式充电机[26]。当切换到充电模式时，S1将三相电源接入，S2切换至b1和b2，令两套电机绕组产生幅值相等且旋转方向相反的气隙磁场，从而保证气隙总磁链为零，消除充电过程中产生的转矩。然而，更改绕组连接无疑增加了系统的复杂性、降低了可靠性。1.3.2开绕组电机多篇文献都报道了基于开绕组电机的三相集成式充电系统，其结构如图7所示。在该类结构中，各相绕组中点与三相交流电源相连，得益于开绕组电机的逆变器结构，绕组支路具备可控的电流流通能力，当每相绕组的H桥分别共享驱动信号时，流过各绕组支路的电流相等，即每相绕组中的总电流保持为零，因此不会产生起动转矩。1.3.3多相电机随着现代电力电子技术的不断发展，多相电机驱动系统因其低转矩脉动、高可靠性等优势，在电动汽车等高功率驱动领域日益受到关注。而在集成式车载充电机领域，相比上文介绍的两种解决方案，基于多相电机的集成式系统更具可行性，因此大量文献报道了基于五相电机、六相电机、七相电机和九相电机的集成式充电系统，图8给出了其一般拓扑结构。得益于多相电机在空间上丰富的绕组分布方式和可控逆变器桥臂，基于多相电机系统的集成式充电机，可以通过合理配置各相绕组连接方式，令系统在充电期间不产生起动转矩。关于其具体实现方法，文献以五相电机为例，进行了详尽地介绍。1.3.4充电期间保持电机旋转与上述几种解决方案不同，一种令电机在充电期间保持旋转的集成式充电系统结构如图9所示。可以看出，该类集成式系统同样基于裂相电机进行构建。当系统切换为充电模式时，电机需保持同步速旋转，并网后，电机被作为旋转变压器使用并将电能输送给电池。该类结构不需要考虑转矩产生的问题，不失为一种解决方案，且具备电气隔离功能。但方案整体控制和并网操作复杂，要求电机反电动势与电网电压匹配，车辆静止时电机保持旋转也存在安全风险，且增加系统机械损耗。1.4隔离充电问题在各国的充电机标准中，电气隔离均不作为强制性要求，但出于安全性考虑，具备这一功能的充电机总是更优的选择。目前，在集成式车载充电系统中添加电气隔离功能的主要思路为在功率级中增加或构造出隔离变压器。1.4.1将电机重构为变压器与电力变压器类似，电机同样由线圈绕组和导磁铁心等构成，因此，通过改造电机绕组的连接方式，即可将电机重构为一台变压器。第1.3.4节介绍过的集成式充电机即为该类型结构（见图9），此处不再赘述。另外，文献提出一种基于9槽/8极内嵌式永磁同步电机（IPMM）的集成式系统，其电机结构如图10a所示。在该结构中，9个电枢线圈被连接为六端口模式，通过设置不同的线圈匝数，电机在驱动模式下可以等效为一台六相电机进行控制（见图10b）；而在充电模式下，电机被重构为一台三相/六相旋转变压器（见图10c），一次侧三相绕组接入电网，二次侧六相绕组则配合电机驱动逆变器为电池组充电。该结构同样在网侧与充电机之间构造了一台旋转变压器，但考虑到该变压器是一台电压比1:2的升压变压器，而充电机整流器同样基于升压原理，导致最终充电电压过高，可适用范围较窄。1.4.2增加额外工频变压器另外一种较为普遍的方法是在车内或车外增加额外的工频隔离变压器如图11所示。文分析了基于对称六相电机或双三相（非对称六相）电机的集成式充电机在添加额外隔离变压器时需要遵循的原则。研究结果表明，为了保证电机在充电时不产生起动转矩，对于对称六相电机，采用一台双边均为单套绕组的变压器即可（见图11a）；而对于非对称六相电机（即双三相电机），则需采用二次侧双绕组结构的变压器，且要求两套绕组分别采用星形和三角形连接（见图11b）。一般而言，由于工频变压器体积和质量均较大，将其放置于车内与集成式充电机轻量化的目标相矛盾，而放置于车外又增加了网侧充电接口的复杂度，与集成式充电机的便捷性和高集成度特性不符，因此该方案很少被采用。1.4.3采用新型电力电子拓扑考虑到工频变压器在体积和质量方面的劣势，多种基于新型隔离型电力电子拓扑的集成式充电机相继问世，其思路可以归纳为：首先，驱动电机及其逆变器重构为全桥整流器，将网侧交流电整定为直流；然后，在母线与电池之间增加隔离型DC-DC变换器，从而实现电气隔离。如图12所示为一种基于双主动桥式（Dual-Active-Bridge,DAB）变换器和六相电驱系统的集成式充电系统。在该系统中，六相电驱系统组成单相（见图12a）或三相（见图12b）整流器，实现交直流转换；一组DAB变换器被设置在母线与电池之间，完成电气隔离。该结构的优势在于直流侧高频变压器体积小、质量轻，但增加了较多的功率器件，因而在成本上同样不具优势。1.5电压匹配问题在集成式充电系统中，电机电感通常作为网侧线电感使用，其重构而成的变换器均基于升压原理，将导致直流母线电压必然高于某一特定值（随电网电压变化），若电池所需充电电压低于该值，则充电机无法工作。目前，已有多种解决该问题的方案，其本质均为将充电过程分解为两个功率级完成。一般而言，第一级完成电能的交直流转换，第二级则完成充电电压的匹配。1.5.1基于四轮独立驱动系统的集成式充电机文献提出一种基于四轮独立驱动系统的集成式充电机，其系统拓扑如图13a所示。该结构中，4台电机的绕组均直接并联使用，其在单相充电模式下（电池侧开关置于位置2）的等效电路如图13b所示，可以看出，此时1号和2号电机及其逆变器构成了单相全桥整流电路，3号和4号电机及其逆变器则在母线与电池之间构造了一个Buck变换器，实现母线电压与电池电压的匹配。虽然文献中没有提及，但很明显，该系统同样可以改造为如图13c所示的三相充电系统，即1、2、3号电机及其逆变器组成三相全桥整流电路，4号电机及其逆变器作为Buck变换器使用，完成电压匹配。因此，该结构可以有效解决集成式系统的电压匹配问题，尽管由于四轮独立驱动系统尚未大规模普及，导致其应用场景受限，但仍是具有良好前景的集成式充电机解决方案。1.5.2电驱系统重构为Buck-Boost变换器在单电机驱动系统中，多篇文献提出了将电驱系统重构为Buck-Boost变换器的集成式充电机，虽然结构略有不同，但原理相似。第一种结构如图14a所示，通过在电驱逆变器中增加开关Q1，即可在充电模式下将逆变器母线打开（Q1打开，Q2、Q3闭合），将逆变器重构为一个级联型Buck-Boost变换器，居中的换能电感由电机中A、B相绕组并联后与C相绕组串联组成，其等效电路如图14c所示。而图14b所示的结构与上述结构功能相同，区别在于增加了与电机中性点相连的变换器桥臂，换能电感由三相电机绕组直接并联组成，因而无需打开逆变器母线，其等效电路同样如图14c所示。分析可知，该类型结构实际上是1.2.1节所介绍结构的一个变种，虽然在功能上解决了集成式系统电压匹配的问题，但重构得到的Buck-Boost变换器只能对直流电进行整定，所以需要增加额外的不可控整流器来完成交直流转换工作。1.5.3重构电驱系统为两级变换器文献提出将电驱系统重构为两级变换器的集成式充电机拓扑，其基本思路为：将部分电机绕组及其逆变器桥臂构造为交流侧基于Boost原理的AC-DC变换器，实现交直流转换；然后将剩余电机绕组及其逆变器桥臂构造为基于Buck原理的DC-DC变换器，实现母线与电池的电压匹配。以基于开关磁阻电机（SwitchedReluctanceMachine,SRM）的集成式充电机为例，如图15所示，在充电模式下（开关Q1打开），A、B相绕组及其逆变器桥臂构成了单相全桥整流器，完成电压的交直流变换，同时，C相绕组及其逆变器桥臂则组成了一个Buck变换器，实现充电电压匹配。该系统在不增加额外功率器件的基础上，实现了集成式充电机的基本功能，且解决了电压匹配问题，但仍存在一些缺陷：首先，由于三相驱动系统电机绕组有限，当部分绕组被用作构建第二级变换器后，剩余绕组无法实现三相充电；其次，对于电机本身而言，其三相绕组阻感参数基本一致，而当电机绕组作为功率变换器中的无源器件使用时，其所在的不同功率级对于电感参数的要求并不一致，因此，使用三相绕组作为不同功率级中的无源器件，无法保证系统输出电流纹波等指标的要求。另一方面，基于分裂励磁绕组双凸极电机（SFW-DSM）的集成式充电系统则给出了更好的解决方案，如图16a所示，作为定子励磁型电机的一种，该双凸极电机在定子侧同时具有一套两相励磁绕组和一套三相电枢绕组，两套绕组相互独立。基于该电机构造的两级集成式充电拓扑如图16b所示，可以看到，电枢部分组成了第一级三相全桥整流器，而励磁部分则构成了第二级DC-DC变换器。与1.5.2小节介绍的集成式系统相比，该结构可以进行单相和三相充电，且电枢绕组与励磁绕组参数相互独立，因此绕组参数可以根据其所在的功率级需求灵活设计。然而，双凸极电机由于其反电动势非正弦性和较大的转矩脉动等劣势，在电动汽车中应用较少，也限制了该类集成式系统的应用。尽管如此，该结构仍为集成式充电系统提供了一个较为合理的方案，也为多励磁源电机在集成式系统中的应用带来了启示。2.集成式充电系统的控制方法集成式充电系统通常由单相/三相全桥整流器和基于升压或降压原理的直流变换器构成，因此在控制方法上采用一般电力电子变换器的电压电流双闭环控制即可。而对于运行模式，文献等都对充电系统的恒压、恒流等充电模式进行了介绍和实验验证，本文将不对以上一般控制方法再行赘述。与此同时，与传统充电机相比，由于集成式充电系统将电机绕组作为电力电子变换器中的无源器件使用，因此需要采用一些特殊方法来解决其在控制过程中存在的一些固有问题。2.1充电时产生脉振转矩的问题采用1.1节中介绍的集成式拓扑方案，可以保证电机在充电模式下不产生起动转矩，然而，在提出的部分结构（如各类单相集成式充电机和基于五相、七相电机的三相集成式充电机）中，尽管转子不会旋转，但仍会产生工频脉振转矩，导致电机在充电过程中不断振动，产生噪声。为解决该问题，国内外学者从控制角度做出了尝试。基于一台表贴式永磁同步电机，文献首次分析了单相集成式充电系统在充电模式下产生的脉振转矩与转子位置之间的关系，发现脉振转矩的幅值大小随转子位置而变化，且存在特定的转子位置，其脉振转矩的理论值为零，如图17所示，文献给出了联合仿真实验结果。随后，文献基于以上原理介绍了不同的电机转矩消除方法。其中，文献提出的方法需要在电机中装配绝对式位置传感器，通过实时读取转子位置，调整六相电机绕组中电流与转子位置之间的相对相位，从而实现脉振转矩的消除。而文献则是在充电操作前，通过控制电机，将转子位置定位至零脉振转矩位置，从而实现充电时脉振转矩的消除。然而，在实验研究中，发现以上两种方法存在一定局限，即当完成定位操作开始充电后，充电电流将导致电机转子不能始终保持在零脉振转矩位置，因此仍会在转子上产生脉振转矩，文献的实验部分也证实了这一点。2.2电流平衡算法在基于多相电机的集成式充电系统中，网侧线电感通常由多个电机相绕组并联而成，如图8中所示的集成式充电机。在这种情况下，由于相同转子位置下不同相绕组的气隙长度不一致，将导致并联的各相绕组参数不尽相同。因此，如果各相绕组对应的逆变器桥臂仅共用相同驱动信号，会导致各相绕组中的电流不平衡，从而在转子上产生不受控的转矩。基于以上原因，采用电机相绕组并联方式的集成式充电系统均需要采用绕组电流平衡算法，以保证充电模式下各相绕组电流的平衡。实际上，电流平衡算法的关键在于要对每个绕组的驱动器桥臂进行独立控制，因此不同的相电流给定方式也就决定了其电流平衡算法的区别。图18给出两种电流平衡算法（基于五相电机的单相集成式充电系统）。如图18a所示，四相绕组的给定电流直接在静止五相坐标系下给出，与实际四相电流作差，经比例谐振（ProportionalResonant,PR）控制器整定后即可得到各相占空比，驱动主电路。这种方法较为直观，实际是由电机控制中的电流滞环控制衍生而来。另一方面，图18b给出了另一种思路，其电流给定值在静止两相坐标系下给出，与同样经过坐标变换的实际电流值作差、经PR控制器整定后，即可得到静止两相坐标系下的电压矢量，再经反坐标变换，可得到五相电压矢量，即调制环节所需的调制波，经载波脉冲宽度调制（PulseWidthModulation,PWM）后驱动主电路。这种方式可以对不同谐波平面下的电流控制器参数进行针对性的整定，控制更为精准。2.3不增加电压传感器的PFC控制方法对于集成式充电系统，为了实现充电机的功率因数校正（PFC）运行，通常需要采集电网电压并利用锁相环（PLL）电路跟踪电网相位。然而，由于其硬件电路均继承自车载电机驱动系统，通常并没有足够的电压传感器用来检测电网电压。另一方面，集成式充电系统在PFC控制中所需的并非电网相位值而是其正弦或余弦值，因此，文献提出了一种基于二阶广义积分器（SOGI）的PFC控制方法。SOGI被广泛应用于单相PLL电路中，其主要功能为依据输入正余弦信号产生两个相互正交的正余弦信号且同相位，其控制框图如图19所示。配合控制方法，集成式充电机即可在不增加或仅增加一个电压传感器的情况下实现系统的PFC控制。3.基于多相混合励磁电机的集成充电系统基于上文对传统集成式车载充电系统的关键技术问题和现有解决方案的综述和梳理，可以发现，目前已有的集成式车载充电系统解决方案中，虽然对于各个问题都进行了一定程度的研究，但实际鲜有可以同时解决多个关键技术问题的方案。因此，基于前文各个关键问题中较为合理的解决方案，同时也考虑到混合励磁型电机和多相电机在电动汽车应用中受到越来越多的关注，本节筛选出了多相（如图8所示的可解决起动转矩问题的方案）、混合励磁型（如图16所示的具备两套独立绕组，可增加额外器件和电压匹配问题的方案）电机作为候选电机，以一台五相磁通切换型混合励磁电机为例，提出一种可以同时解决集成式系统多个关键技术问题的解决方案，介绍多相混合励磁型电机在集成式充电系统领域具备的独特优势与特色。五相磁通切换型混合励磁（Hybrid-ExcitationFlux-Switching,HEFS）电机结构如图20所示，可以看出，与1.5.3节介绍的双凸极电机类似，该电机同样拥有两套相互独立的电枢绕组和励磁绕组。由其构成的集成式充电系统拓扑如图21a所示，单相和三相充电模式的等效电路则如图21b和图21c所示。在该系统中，电机电枢绕组及其逆变器桥臂被重构为第一级全桥整流变换器，而电机励磁绕组和逆变器桥臂则组成了母线与电池之间的第二级DC-DC变换器。两级变换器之间在控制上相互独立，而无源器件（即电机电枢和励磁绕组）在磁场上又相互耦合。下面将对该集成式充电系统的优势和特点进行分析。3.1充电模式下无起动转矩如1.3.3节所述，采用多相电机结构并合理选择充电模式下的绕组连接方式，可以有效解决集成式充电系统充电时产生起动转矩的问题，其具体的绕组配合方式的筛选方法参见文献，本文不再赘述。3.2两级功率级可实现电压匹配与1.5.3节所述结构类似，基于多相混合励磁电机的集成式充电系统可以采用两级功率级充电的方式来解决电压匹配问题。3.3两级功率级可独立优化两级变换器分别由相互独立的电枢系统和励磁系统重构而成，因此可以方便地依据变换器需求对两套绕组系统的电磁参数进行优化。若按照电机原设计，电机励磁绕组的额定电流非常小（仅为3A），会导致集成式系统的充电功率过小而没有实际应用价值。如果强行增大充电电流，图22a给出了系统充电运行时的实验波形。可以看出，尽管使用3倍以上额定电流的工作电流（9.6257A）进行充电，其总功率也仅为约1.4kW，且效率非常低，仅为39.38%。而如果对电机励磁绕组进行简单优化，将全部串联的10个励磁线圈改为并联结构，其实验波形如图22b所示。可以发现，在优化后的波形中，系统可以在额定电流下实现4.4kW功率的充电，且系统效率被提高至91.47%。优化前后的励磁绕组参数及系统效率见表1。可以看出，仅改变励磁绕组的串并联方式，即可在不影响驱动模式励磁性能的前提下，极大提高充电模式的系统效率，而从实验波形可知，区别仅在于直流侧电压纹波增加。需要说明的是，本文此处展示的实验结果和结论仅为粗略优化后的对比展示，更加系统化的优化方法将在后续论文中提出。可以想见，若采用更精细化的优化方法，基于多相混合励磁电机的集成式充电系统将具备更好的性能和应用前景。3.4弱磁电流可进一步减小充电脉振转矩第2.1节提到，在采用零起动转矩拓扑的集成式充电机中，仍可能存在脉振转矩，通过控制转子位置的方法并不能完全解决问题。而对基于混合励磁电机的集成式充电系统而言，其充电电流经由励磁绕组流通，可以对气隙磁场产生调节作用。因此，只要合理配置充电电流的流通方向，即可在充电时减弱气隙磁场强度，从而进一步减小可能产生的脉振转矩幅值。图23给出额定励磁电流对充电模式下最大脉振转矩产生的削弱作用，可以看出，在弱磁情况下，脉振转矩幅值被有效抑制，若配合2.1节介绍的脉振转矩消除方法，则可以基本消除脉振转矩带来的不利影响。3.5与已有解决方案的对比讨论表2给出了本文中列举的全部集成式车载系统拓扑在解决各个关键技术问题和使用全控型器件数量及其电压电流应力方面的对比。可以看出，现有各类集成式车载充电系统各具优势和特点。而仅有图13、图16和图21所示的三类方案能够同时解决该类系统的三个主要问题。在这三类方案中，图13所示的基于四轮独立驱动系统的集成式充电机虽然由于分布式驱动系统尚未大规模普及导致其应用场景受限，但确实是具有良好前景的集成式充电机解决方案；图16所示的基于SFW-DSM电机的集成式充电机方案，则由于其电机性能不具优势而限制了其应用；而基于本文的综述分析提出的基于五相HEFS电机的集成式车载充电机，除了不具备电气隔离能力外，在多个方面均具有优势，而在功率器件数量、器件电压电流应力方面也不处于劣势，因此是一种极具潜力的集成式车载充电系统解决方案。4.结论本文分别从拓扑结构和控制方法两方面，总结了电动汽车用车载集成式充电系统亟待解决的若干关键问题，并从解决问题的角度，对近年出现的各类集成式充电系统进行梳理和总结，力图较为清晰地展现出该领域的研究现状，进而，以一台五相HEFS电机为例，阐述了多相混合励磁型电机在该领域的应用优势和前景，并得到如下结论：1）在车载集成式充电系统中，可以通过改变拓扑结构来解决的问题主要包括增加额外功率器件的问题、充电模式下产生起动转矩的问题、充电隔离的问题以及电压匹配的问题。其中，起动转矩和电压匹配两个问题较为关键，直接关系到系统能否正常工作。2）对于起动转矩问题，主要依赖于电机绕组连接方式的重构，基本思路均为令电机的气隙磁场轨迹为零或一条直线。与重新拆分三相电机绕组相比，直接使用多相电机来构建集成式充电机是一种更好的选择。3）对于电压匹配问题，本质上都需要构建两级变换器，第一级负责整流和PFC操作，第二级则负责电压整定和匹配工作。对此，具备两套独立绕组的混合励磁电机无疑更具优势。4）在控制方法方面，可以解决的问题主要包括充电时脉振转矩、绕组电流不平衡以及尽