EA930UPS功率板的分析2

南通纺织职业技术学院PAGEPAGE13前言人类进入信息社会，如何保护电脑、网络、数据已经是人们十分关切的课题，电源质量的设计、监测、改善不仅仅是质量问题，而是安全问题。不间断电源UPS应用不仅是后备供电技术，而是电源质量的全面保护。所谓不间断电源装置就是当交流输入电源（市电）发生异常或断电时，它还能继续向电源供电，并能保证供电质量，使负载供电不受影响。这种供电装置称为不间断电源装置，简称UPS（UninterruptiblePowerSystems）。为因素损坏影响，电压过冲、跌落、中断、共模噪声等电源质量问题就突出。尤其在工业环境中，电源质量一般更差，改善电源质量以满足信息社会正常运行是一个新课题。一般用户简单解决方案可以通过交流稳压器，抗干扰滤波器和不间断电源改善信息设备的供电质量，同时也要考虑减小信息设备对电网的污染，提高输入功率因数，减小输入电流谐波分量把传导辐射干扰抑制在一定的范围内。因此UPS在信息社会被称为电脑，网络，通信设备的保护神在工业控制，交通指挥系统，以及军事上都有很广泛的应用。不间断供电，自从电发明以来就有这种需要，人们通过机械，电磁，化学方式储能，实现用户端不间断供电。随半导体技术的发展应用静止式不间断电源应用日益广泛，采用工频方拨波逆变通过谐波滤波，实现正弦电压输出。尤其近十多年来电力电子技术的发展高速开关器件的成熟，材料的发展如功率场效应管POWERMOSFETH和绝缘门双极型晶体管IGBT的应用使得不间断电源朝着小型化，高频化、环保、方向发展，效率大大提高。UPS有很多种类很多按UPS本身分有后备、在线式，三相大功率在线式不间断电源，也可以以逆变的技术来分，如PWM方波、PWM正弦波、交互式、磁谐振式等等。本论文主要对高频在线式EA930UPS的功率板进行分析，同时对高频UPS的原理和长机的电池配置作简要介绍。EA930UPS功率板的分析摘要本论文重点分析了EA900系列中小型的高频纯在线UPS功率板电路的原理和功率板电路的调试方法。并对该系列UPS的工作原理、对应长机延时电池容量的算法等作简要分析。关键词UPS功率板电路原理调试一EA900系列UPS原理介绍EA900系列UPS是采用先进的电力电子技术及高度专业化的制造技术研制而成的高性能、高可靠的全在线式不间断电源系统。

1产品特点

1.1高功率因数校正功能。输入端功率因数可达0．99以上，减少了UPS的输入谐波，从而降低对电网的干扰。

1.2采用先进的高频技术设计，体积小、重量轻。用高频技术设计的双转换架构，不仅缩小了整机的体积，减轻了重量，还提高了系统的效率，达到精巧、美观和节能的要求。

1.3输入电压范围宽。输入电压在130～275V间波动时，均能正常工作。

这一特性在输入电压大幅度波动时，可大大降低电池放电的频度，延长了电池的使用寿命。

1.4配有智慧型监控软件。该软件可安装在NovellNetware、Windows2000、Windows95、Windows98、WindowsNT及UNIX等操作系统中，提供电源状态监测、UPS内部状态监视及电源状态分析等电源管理功能。

1.5可配合SNMP将UPS纳入管理，并提供服务器及网络设备的电源监测和控制。

1.6全面提供雷击和浪涌保护。系统不仅装有浪涌吸收器吸收雷击波和浪涌，还装有电磁滤波器，可抵抗外界杂波信号的干扰。

1.7提供标准的RS232C介面及干接点介面。配合随机附赠的UPSentrySmart2000软件，可进行远程监控管理，即使在无人值守的情况下突然断电，UPS仍能安全地储存文档。

1.8采用充分冗余设计，过载能力很强，使UPS更为耐用。

2UPS电路结构

该在线式UPS主要由EMI滤波器、旁路电路、AC／DC转换器、DC／AC逆变器、电池充电器、DC／DC转换器、控制和检测电路等组成，并配备了智慧型监控软件，在功能及效率上均优于一般传统的在线式UPS。

图1为1～3kVAUPS整机电路方框图，其工作原理如下：当UPS开机时，电源电压经EMI滤波器分二路输出：一路送至AC／DC转换器变成直流电，再送至半桥式DC／AC逆变器呈交流输出；另一路作为旁通路径。靠近输出端的旁路开关可选择旁通路径输出或逆变输出。一般而言，开机后UPS会进行内部自我诊断。若一切正常，旁路开关会选择逆变输出，此种输出称为在线式输出。图2为UPS电源流程图。

下面结合方框图，介绍断电故障发生时UPS的动作过程。

当输入的市电中断时，AC／DC转换器和电池充电器均不动作，DC／DC转换器将电池的电压转换至DC／AC逆变器的输入端，经DC／AC逆变器转为交流输出，这就是所谓的电池供电模式。

图中的辅助电源为所有控制电路供电。由于DC／AC逆变器一直在工作，市电断电时DC／DC转换器能快速启动并接替AC／DC转换器工作，且DC汇流排上挂有储能滤波电容器，使得DC／AC逆变器的输出端，持续稳定地给负载供电，实现零时间转换，对负载而言，不会感到发生断电。

图1UPS整机电路方框图2.1输入断路器：规格为慢速型，保护外部电源系统当UPS故障或过电流时跳闸。

2.2电磁干扰（EMI）滤波器：不仅可以滤除来自市电的干扰杂波，亦可隔离UPS对市电的干扰。

2.3AC／DC转换器：本转换器为一功率因数校正（PFC）的升压转换器，使交流输入电流与输入电压同步；并稳定地将直流输出电压提升至约400V（对于AC220V）。

2.4功率因数校正（PFC）控制电路：该控制电路能使输入电流与输入电压同步，并能使UPS承受大幅波动的输入电压。

2.5直流电压汇流排（DC－BUS）：UPS系统中AC／DC转换器和DC／DC转换器的输出称为DC－BUS。

2.6DC／AC逆变器：其功能为将DC－BUS的直流电压转换成交流电压输出，并使该交流电压与市电同步。本系统中的逆变器为一半桥电路。

2.7控制板：包含确保系统输出为正弦波的控制电路及保护、检测电路。

2.8旁路开关：用来选择旁路输出或逆变器输出的开关。

2.9DC／DC转换器：在1kVA和2kVAUPS系统中，将电池电压转换提升至DC－BUS所需要的电压。

2.10电池组：根据不同容量的UPS，由若干个电池串联而成的一组电池。

2.11充电器：由AC／DC转换器输出的直流经变换调压后对电池进行充电，使电池保持在充饱状态。

2.12辅助电源：将充电器输出电压或电池组电压转换为AC／DC转换器、DC／DC转换器、DC／AC逆变器控制电路和控制面板所需的电源。

2.13外接电池充电器：为外接电池恢复能量而设计的充电器，其充电电流比内部充电器大许多。

3产品优势

3.1宽广的输入电压范围（130～275V）；

3.2过载能力强（125％可支持30min，150％可支持30s）；

3.3可网上中文监控及系统管理。

3.4工作效率高达88％。图2UPS电源流程图二EA930纯在线高频UPS功率板的分析1市电输入电路如图3市电输入电路主要完成滤波、防雷以及分支任务，其中滤波电路由NTC1与输入滤波器组成，C64、MOV1、MOV2组成浪涌吸收和起防雷作用，热敏NTC1主要起抗冲击作用输入电路主要分成三路方向。一路经R131、R132、R133、R134送到CPU控制板作为市电检测信号，一路经L05、REC01送到功率因数调节供电的直流辅助电源电路。另一路市点经继电器RY02后又分成两路；一路去旁路继电器RY01，另一路经保险管F3电流互感器CT01后到功率因数校正电路。去升压和功率因数校正电路电压检测市电检测去升压和功率因数校正电路电压检测市电检测去开关电源电路市电检测电流检测图3市电输入电路去开关电源电路市电检测电流检测2开关电源电路2.1PFC、充电辅助电源工作原理如图4所示市电经电感线圈L05送到小桥堆REC01整流和C51滤波后得到直流300伏分两路去控制后级电路。一路经变压器TX03原边绕组5~6脚送到MOS管的Q10漏极上，另一路经R88、R170、R171分压C42、C43滤波后送给U07（UC3843）组件所需的直流辅助电源7脚上，由于U09（TLP521）截止，所以U07的4脚上的高频准锯齿波自激振荡器正常运行，这时候从U07的6脚经R75、R175、R89组成的MOS管Q10的栅极驱动再向栅极送去一串脉宽调制信号脉冲从而迫使MOS管Q10进入开关工作状态，所以在变压器TX03原边绕组中得到一串高频交变电源从而利用的副边绕组得到如下直流电源：2.1.1从副边绕组11~12中输出交变电源经D29、D40、ZD04、R94、C80、C54向光耦TLP250送去幅值PFVCC+(+15V)和PFVCC-(-10V)的PFC驱动电源（直流）2.1.2从副边绕组7~9中输出交变电源经D27、C90、C50所组成的整流滤波后经R95、R96向U01提供工作电源，输出交变电源经D27、D26、C63整流滤波后得到110±0.1V浮充的充电电压。2.1.3从副边绕组2~3中输出交变电源经R86+R204、R75+R207、D23向UC3843提供辅助电源而代替了R88、R170、R171的供电。为了确保对蓄电池的“浮充”电源具有高可靠性和高精度自动稳压、稳流特性。采用如下两种反馈调控通道实现：2.1.4输出电压负反馈通道：充电电压经R210、R165、R83、R211、VR1分压后送U14控制极上。当充电电池输出电压因故偏高时出现在U14上的控制端电压信号幅度会随之增大这种变化会导致流过U14的阴极和阳极的电流增大，从而大使得流过光耦U08发光二极管的电流增大和使位于U08中的光敏三极管的管压降向减小方向变化这将会使U07的补偿端1脚控制电平下降使得6脚所输出的调制脉冲宽度变窄，迫使充电器的输出电压下降从而实现稳压充电的目的。2.1.5电流负反馈：它是由连接MOS管Q10源极中输出电流取样电阻R89和具有小时间常数的R74、C44来组成，这样的反馈控制信号被送到U07的3脚（电流检测端）如果因故流过R89电流增大则在3脚上获得的锯齿波脉冲必然偏高。同样迫使U07的6脚所输出的脉冲宽度变窄，显然这种变化的后果会使出现在4脚上的准锯齿波振荡器停止工作，是电源停止输出。图4PFC、充电辅助电源电路2.2IGBT、控制板、功率管工作电源如图5所示从高频变压器TX03的7和9脚产生充电电压经分压滤波后通过R95向U01提供工作电源，当机器面板TEST按钮长按3秒左右，来自电池的电源在TX01绕组7、8脚上产生交变电源经D22H和C35、C24、ZD02、R70所组成的整流滤波从而得到+15V和+7.5V的IGBT的工作电源，这两路直流辅助电源负责向逆变器中的+IGBT管供电。2.2.1出现在副边绕组9~10之间交变电源经D21、R159、C32、C33、ZD01、R68所组成的整流滤波电路，从而得到-15V和-7.5V的IGBT的工作电源，这两路直流辅助电源负责向逆变器中的-IGBT管供电。2.2.2出现在副边绕组1~4之间的交变电源经D03和C03所组成的整流滤波电路向外提供12V的工作电源该电源负责向各MOS管型组件供电的同时还向12V的冷却风扇提供电源。2.2.3出现在副边绕组2~3之间的交变电源经D02和C01所组成的整流滤波电路向外提供24V由TX01产生IGBT工作电源由TX01产生功率管（+12V）和控制板（+24V）的工作电源为了确保TX01由TX01产生IGBT工作电源由TX01产生功率管（+12V）和控制板（+24V）的工作电源都具有良好的稳压特性可利用两条反馈通道对UC3845脉宽调制进行调控。反馈通道图5IGBT、 控制板、功率管工作电源电路反馈通道2.2.4输出电压负反馈通道：12V直流电源经D03、C01组成的反馈被送到U01组件电压负反馈端2脚上，如果因故造成12V直流电源的偏高时从UC3845的6脚所输出的调制脉冲将会变窄该调制脉冲在TX01变压器中所产生的交变电源脉宽也会变窄，上述变化最终结果是将迫使原本幅度偏高的电源电压相对下调，从而实现自动稳压输出。2.2.5电流负反馈：流过MOS管Q3的电流在它的源极电阻R08上所取得脉冲型交变电源信号由R06、R08组成的具有小时间常数抗尖峰、干扰电路后被送到U01的电流检测端3脚上，如果因故造成开关电源的电压输出偏高时，则流过TX01变压器绕组5~6电感性电流的脉冲就会变宽在此条件下，从输出电流取样电阻上所获得的锯齿波波形脉冲的幅度必然偏高（因为流过电感的电流是随着脉宽的增大而增大的）在此条件下6脚所输出的调制脉冲随之变窄，从而实现自动稳压输出。2.3UC3843/UC3845内部结构和基本工作原理2.3.1欠电压封锁电路欠电压封锁电路可以确保该系列IC芯片具有适当的工作电压。带滞后的欠电压封锁电路，UC3843欠电压封锁导通门限为8.4V，关断门限为7.6V，滞后电压为0.8V。工作过程中，电源电压低于关断门限时，欠电压封锁比较器使输出驱动信号关断。当电源电压升高到导通门限时，欠电压封锁比较器又输出驱动信号恢复。滞后电压的作用是防止电源电压在关断门限附近时，比较器反复导通和关断。欠压电压封锁过程中，电源输入电流Icc与输入电压的关系如图6所示。可以看出，该系列IC芯片的启动电流小于1mA。在实际应用电路中，启动电流是由整流电流电路输出电压经电阻RIN提供的。在欠电压封锁期间，驱动极输出低电平，驱动级的灌电流约为1mA，可使功率管MOSFET维持关断状态图6欠电压封锁电路比较器2.3.2振荡器振荡器外部RT、CT选择曲线如图7所示。8脚输出底V基准电压通过定时电阻RT对定时电容CT充电。电容CT通过器件内部的电流源放电。选择振荡器元件RT、CT时，应首先确定PWM集成控制器所需的死区时间td，在最佳工作状态下，td应为振荡周期的15%。死区时间td与定时电容CT的关系如图7-2所示。死区时间确定后，即可根据该曲线选择定时电容CT的容量。根据选定的定时电容的容量和振荡频率，即可根据图7-3选择定时电阻的值。定时电阻RT（千欧）也可根据下式计算：RT=1.72/FoscCT式中fosc——振荡频率，单位为KHZ；CT——定时电容，单位为uF。在UC3845中，振荡频率器输出的信号驱动双稳态多谐振荡器，从而输出双路驱动信号，输出脉冲的最大占空比为50%，因此振荡器的振荡频率应为所需开关的两倍。UC3843的最大占空比为100%振荡器频率与开关电源的工作频率相同。应当说明，该系列IC芯片的最高振荡频率为500KZ。在实际应用中。最大占空比Dmax应安下式计算：Dmax=1-（td/Tosc）（UC3843）Dmax=1-（td/2Tosc）（UC3845）式中td——死区时间Tosc——振荡周图7振荡器外部RT、CT选择曲线2.3.3电流取样与限流电流取样电路如图8所示。在正常工作情况下，电流取样电阻Rs两端的峰值电压，由误差放大器的输出电压Vc控制。流过Rs的峰值电流为k=Vc-1.4V/3Rs式中Vc——控制电压，即误差放大器的输出电压。为了减小电流取样电阻Rs的功耗，也可采用电流互感器取样电路。在该电路中，控制电压Vc与开关电源功率峰值电流ipk的关系为:ipk=NVrs(pk)/Rs=N(-1.4Vc)/3Rs式中N——电流互感器的匝数比，不用电流互感器时N=1。进行小信号分析时，控制电压与取样电流之比为ipk/Vc=N/3Rs电流取样互感器与功率晶体管串联时，电流波形的前沿将出现较大的的尖峰，这是整流管恢复和电源变压器线间电容造成的。为了消除该尖峰，应当接入简单的RC滤波电路。RC时间常数应接近于电流尖峰的持续时间。电流取样放大器的反相端的电压通常被钳位在1V。该放大器的同相输入端（及电流取样输入端Isense）的电压达到该门限值时，开关电源将产生限流作用。开关电源变压器一次最大电流Imax又下式计算：Imax=N×1V/Rs图8电流取样电路2.3.4误差放大器误差放大器的基本电路如图9所示。该放大器的同相输入端没有引出脚。在其内部该脚接有2.5V(1±2%)V的基准电压，反相输入端V0是来自高频变压器2脚的电压反馈，其输出VC接到电流取样比较器负端。该放大器的输出端(1脚)与反相输入端(2脚)之间接有补偿网络,以便控制闭环频率响应。反馈0补偿网络在回路传输特性的fp=∏Rf*CF将产生一个极点。选择适当数值的Rf和Cf，可以消除功率电路中滤波电容等效串联电阻产生的零点，Ri和Rf固定低频增益。加入补偿网络，可以改善放大器的动态响应，从而提前高开关电源的稳定性。误差放大器的输出电流为0.5mA,灌电流为2mA。Rf的最小值由下式给出：Rf（main）≈Veaout(max)-2.5/0.5mA=6V-2.5V/0.5Ma=7千欧误差放大器的输出偏置电流（最大2uA）流过电阻Ri.该电流引起的输出电压（VO）由下式给出：VO（max）=2Ri为了减小输出电压的误差，电阻Ri的阻值应尽可能小一些。图9误差放大器的基本电路2.3.5推拉输出级该系列IC芯片的推拉输出级驱动MOSFET时，峰值电流可达到±1A。驱动双级性功率晶体管时，平均电流可达±200mA。器件内部输出晶体管之间交越导通很小。输入电压为30V，且工作频率为200HZ时、，平均附加功耗只有80W。在推拉输出端和外接MOSFE的栅极之间串入一只电阻，可以限制峰值输出电流。该串联电阻的阻值应等于推拉输出级的集电极电压Vc除以额定输出电流。若不串入该电阻，峰值输出电流只受电压频率dv/dt和MOSFE的栅极电容控制。在推拉输出端到接地端之间接入肖特基二极管，可以防止该系列IC芯片的输出电压低于地电位，否则将使该系列IC芯片工作不稳定。流过肖特基二极管的电流为200mA时，其正向压降应低于0.3V.当环境温度高于室温时,大多数1~3A的肖特基二极管都能满足要求.为了改善性能,在安装时,肖特基二极管应尽量靠近芯片的PWM输出端。完整的变压器隔离MOSFE驱动电路如图10-1所示。为了简化电路，也可采用直接驱动电路，如图10-2示。双级性晶体管直接驱动电路如图10-3所示图10输出驱动电路UC3843/UC3845的引脚功能引脚号功能①

误差放大器输出端外接频率补偿②

电压反馈控制端③

电流取样端④

振荡频率和占空比控制端⑤

接地端⑥

输出端⑦

电源端VC（+16V）⑧

基准电压Vref输出端 图11UC3843/UC3845的内部结构图3功率因数校正电路3.1（PFC）功率因数校正电路的工作原理3.1.1正值和负值电路整流滤波器。如图12所示220V50HZ市电电源由启动限流电阻NTC1，浪涌抑制器MOV1和MOV2，和电容C64，市电输入继电器RY02（市电正常时闭和），保险丝F3，输入电流互感器CT01，储能电感L06分两路形成正直流滤波电路和复制整流滤波电路。前者有二极管D16、C36、C38、C41所组成，后者是由D17和C37、C39、C40所组成。3.1.2脉宽调治驱动电路由具有输入功率因数调制特性的UC3854N调制组件U3和光电耦和器U06（TLP250），功率IGBT管Q09和全波整流桥REC02等为核心元件所组成的脉宽调制功率放大驱动电路3.1.3输入功率因数校正脉宽调治控制电路该控制电路是以UC3854N专用脉宽调治组件为核心所构成的，它主要包括如下控制电路。a启动控制电路：当微处理器控制电路工作正常时，从微处理器芯片U18的35脚所送出的PFGOFF信号应处于低电平状态，这样送到UC3854N组件的10脚上的电平为高电平，启动组件工作。反之，当从UPS的整流滤波器所输出直流总线电压故障时，送到UC3854N组件10脚的PFCOFF信号将下跳至零伏低电平，从而迫使整流滤波器进入自动关机状态。b市电输入电流的负反馈控制电路：从串联在整流滤波器的输入电路上的电流互感器CT01的副边绕组所检测到市电输入电流信号，首先经D35~D38等四个二极管所组成的全波整流桥变成呈现正值的单极性脉冲信号，在经由稳压二极管ZD03、R43后被送到UC3854N组件的5脚上从而UC3854N组件送入电流负反馈信号。c市电电源前馈控制电路：直接取电源输入220V50HZ正弦波电源由R127、R128和R129所组成的降压电阻进行降压处理后，再送到由U05组件的1、2和3脚及二极管D19为核心所组成的有源正向精密检波器电路中的U05组件的反相端2脚上，这样就可以在二极管D19的负端得到一路其幅值与市电电源电压跟随器进行缓冲放大后，再分两路去控制后级电路的运行；一路直接从U05的组件的反相端7脚向经电阻R59被送到UC3854N组件的6脚上，从而为位于该组件内部的乘法器准备一路正弦波型的控制信号；另一路由R56、C72、C31、R51、C71和C30所组成的市电电压有效值形成电路（输入电压均方根值检测电路），向UC3854N的8脚提供控制信号。d整流滤波器的直流输出电压负反馈控制电路：在高频机UPS中是采用±360V两种极性电源向逆变器的功率放大电路供电的，况且控制电路所使用的微处理器及组件均采用的单极性5V和12V直流辅助电源供电的实际情况，所以有必要在首先对UPS的正直流总线（+BUS）和负直流总线（-BUS）电源进行分别采样处理的基础上，从新合成一路能同时反映±BUS总线电源的整个整流器提供状况NUSM信号（整流滤波综合电压反馈信号），当市电供电时，从PFC型整流滤波器的正直流总线电源（+BUS）所获得正值输出电压信号经由R101、R100、R99和R98被送到微处理器控板上的CPU芯片的63脚上，同时从负直流总线电源（-BUS）所获得到负值输出电压信号经由 R67、R72、R71和R73被送到CPU板上锝64脚上，这两路控制信号经CPU处理后形成能反映正滤波器的全部输出电压大小的BUSPWM信号，经由U22组件的5、6和7脚及周围元件组成的低通滤波放大器后转送到UC3854N组件的11脚上形成了负反馈控制环。图12功率因数校正电路3.2UC3854N内部结构和工作原理下面以图13所示的具有输入功率因数校正功能的升压型整流滤波器为例来说明UC3854N的工作原理。220V，50Hz市电电源经由电感L、二极管D1和电容C3构成正向半波整流滤波器及由电感L二极管D2和C2组成负向整流滤波器，我们就可以分别在电容C3和C2上得到300V和-300V左右的直流电源。当我们在电感L与二极管D1与D2之间引入一个受UC3854N组件控制的由光电耦合器TLP,MOS管Q1和BR1全波整流桥所构成的脉宽调制开关驱动电器后，就可将上述整流滤波器变成一个“升压型”的整流滤波器。由于送到MOS管Q1的栅极的脉宽调制脉冲的25kHz频率是远高于市电电源50Hz的频率的。所以，当市电电源处于正半周时，如果MOS管处于导通状态时，感性电流iL在流经储能电感L，全波整流桥BR1中的D3和MOS管Q1的漏极——源极和BR1中的D6时，便会在L上形成左正右负的感应电动势。此时，二极管D1处于反向偏置状态，市电电源不会对电容充电。反之，当MOS管进入截止状态时，由于流过储能电感L两端的电流不能跃变，此时将在电感L上形成左负右正的感应电势。在此条件下，该感应电势与正向市电电源叠加在一起，便会以远高于市电的电压向电容充电，从而形成升压型充电。我们可以在滤波电容C3的两端得到+360V左右的直流高压。按照类似的分拆方法，当50Hz市电电源进入负半周时，如果MOS管Q1处于饱和导通状态时，市电电源便会经BR1整流桥中的L4，MOS管Q1的漏极——源极BR1中的D5，储能电感L形成电流通路，并在L上产生右正左负的反电动势。然而，当MOS管进入截止状态时，便会在储能L的两端形成右负左正的反电动势，这个负向感应电动势与负向市电电源叠加的结果是共同对电容C2升压进行充电（约-360V左右）这样我们就可得到两路受脉宽调制的±360V左右的直流电源，为确保上述两路直流电源在具有自动稳压的同时，还能确保市电输入的交流电流具有与市电50HZ正弦波电压同相位和同频率的输入特性，有必要引入UC3845N脉宽组件。该组件如图13所示3.2.1回差控制电路UC3854的工作原理如图13它是由U1U2和U3等三个控制部件组成的。比较器U1是对UC3854组件的直流辅助电源的电压幅度是否欠压输入执行监控任务的控制特性的电压比较器.当第一次开机UC3854N的组件时,其直流辅助VCC的幅度必须大于16V,U1的输出才处于高电平状态.然而,UC3854N组件进入正常运行状态后,VCC的幅度下降比10V低就可使U1的输出继续保持在高电平状态.类似地,U2比较器对UC3854N组件的10脚上的启动(信号来自微处理器芯片底5V信号)的电平是否正常执行判别任务的带滞后控制特性的另一个电压比较器.当启动信号第一次出现时，只有启动信号的电平高于2.5V，U2的输出才是高电平。U2的输出处于高电平状态，只要启动信号的幅度不小于2.5V，就可将U2的上述高电平一直保持下去。U1和U2比较器都处于高电平状态时，从与门电路U3的输出端将向外送出处于“高电平状态”的V5的信号。只有V5处在高电平状态时，位于UC3854N的如下控制电路才能进入工作状态。否则，这些电路将处于自动关机的“被封锁”的状态。7.5V基准电源发生器高频锯齿波振荡发生器由反相器U9和晶体管Q以及14uA的恒流源所组成的软启动控制电路3.2.2乘法器控制电路为迫使流入整流滤波器的交流输入电流的波形总是跟着交流输入正弦波电压的波形变化的同时，还要确保它的输出电压同时受控于来自整流滤波器输出的直流电压波动的“后馈型”电压负反馈调控和来自市电电源输入电压有效值的“前馈型”负反馈调控的双重稳压调控。a从正值和负值两路整流滤波器到所得到的输出电压检测信号，经由绝对值检测电路UC3854N组件的11脚。该检测信号被Ua的反相放大器的反相端（反相放大器放大系数取决于连接UC3854N组件的7脚和11脚之间的R和C的大小）。由此我们可以UA反相误差放大器的输出端得到具有输出电压负反馈性能的控制信号，它被送到U4的A端。b从市电火线输入端经由降压电阻R127、R128、R129和有源正向精密检测器所组成的电路将具有双极特性的市电前馈正弦波电源Umsinwt变成具单极性的全波整波型的︱Umsinwt︱信号这路VB信号被直接送到乘法器B输入端的同时，还经输入电压均方根值形成的电路处理后，将一路反映市电电压有效值大小的信号UC3854N组件的8脚。这路信号再经“平方电路”处理后送到乘法器U4的C端上。在此条件下，从乘法器输出端所送出的控制信号V1是正比于AB/C的。在此条件下，V1信号具有如下三种重要控制特性：与整流滤波器的直流输出电压具有反馈控制特性；与市电输入电源的波动具有负反馈反馈控制特性；V1的波形变化是完全紧跟市电电压的输入波形变化的、具有与市电波形同频率和同相位关系的正弦波控制信号。3.2.3电流负反馈控制电路从乘法器输出的V1信号被用作电流参考信号而被送到误差放大器U5的同相端，与此同时，从整流滤波器输入电流互感器CT所采得的输入电流信号经BR2全波整流处理后，所得的单极性输入电流信号被送到放大器U5的反相端。这样从U5所输出V2信号便增添上“电流负反馈”的调控特性。3.2.4锯齿波振荡器电路从该自激振荡器所输出的锯齿波脉冲的频率为：f=1.25/CT*RT3.2.5脉宽调制（PWM）形成电路它是又U6电压比较器组成的。锯齿波被送到比较器的同相端，V2信号被送到比较器的反相端。在此条件下，就可在U6的输出端得到一串脉宽调制脉冲3.2.6脉宽调制。脉冲的自动保护和驱动电路由U10比较器所组成的峰值限流保护电路，当输出不过流时，送到触发器U7第一个R端的V7应为高电平。反之当输出出现峰值过流故障时，由于低电平U7信号的输入，将迫使触发器停止工作。当UC3854N工作正常时，触发器U7的R端在高电平V7和脉宽调制脉冲V4以及在S端的复位时钟脉冲等的同时作用下，就可在U7的Q端送出一串频率与锯齿波的频率相同，但脉宽与V4相同的调制脉冲V8。与门组件U8在V8和V9两路脉冲作用下所输出的控制信号，在经UC3854N内部的末级晶体管推拉驱动电路进行功率放大后，从UC3854N的16脚向外送出一串具有如下调控特性的PWM脉冲V10。aV10脉宽调制脉冲的宽度受控于整流滤波器的直流输出反馈信号，整流器的输入电流反馈信号和输入电压有效值的负反馈控制信号，以达到时整流滤波器的直流输出具有自动稳压的特性。b由于上述工作频率为20~30KHZ的脉宽调制脉冲还被50HZ的正弦电压波形所调制，迫使整流滤波器输入电流紧跟输入电压波形变化，从而提高输入功率因数的目的。功率因数校正控制U3（SG3854N）的引脚功能引脚号功能①

脚为接地端②

脚为峰值电流限流端③

脚为电流放器的输出端④

脚为输入电流检测端⑤

脚为乘法器的输出端（该端也是电流放大器的输入端）⑥

脚为正弦波形交流电流的输入端⑦

脚为误差放大器输出端⑧

脚输入电源电压的有效值输入端⑨

脚为7.5V的基准电源端⑩

脚为启动信号输入端⑪

脚为直流输出电压检测端⑫

脚为振荡电阻端⑬

脚为软启动控制端⑭

脚为振荡电容端⑮

脚为直流辅助电源输入端⑯

脚为MOS管栅极驱动信号输出端图13UC3854N内部结构图4升压电路如图13所示市电正常时220V，50HZ的市电电源经由电感L06二极管D1和电容C36、C38、C41构成正向半波整流滤波器及由二极管D17和电容C37、C40、C39组成的负向整流滤波器，则我们可以在C36、C38、C41和C37、C40、C39上得到+300V和-300V的直流电源。当在电感L与二极管D16和D17之间引入一个受UC3854N组件控制的由光电耦合器TLP250，IGBT管Q09和REC02全波整流桥所构成的脉宽调制开关驱动电路后，就可以将上述整流滤波器变成一个“升压型”的整流滤波器。由于送到IGBT管Q09的栅极的脉宽天职脉冲的25KHZ的频率是远远高于市电电源50HZ的频率的。所以当时电处于正半周时，如果IGBT管处于导通状态时，感性电流iL在经储能电感L06全波整流桥REC02中的D1和IGBT管Q09的漏极——源极和REC02的D3时便会在L上形成左正右负的感应电动势。此时，二极管D16处于反向偏置状态，市电电源不会对电容充电。反之，当IGBT管进入截止状态时，由于流过储能电感L两端的电流不能跃变，此时将在电感L上形成左负右正的感应电动势。在此条件下，该感应电动势与正向市电电源叠加在一起，便会以远高与市电的电压向电容充电从而形成升压型的充电。在滤波电容C36、C38、C41的两端得到+360V的左右的直流高压。按照类似分析方法，当220V50HZ的市电电源进入负半周时，如果IGBT管Q09处于饱和导通状态时，市电电源便会经BR1整流桥中REC02的D2，IGBT管Q09的漏极——源极REC02中的D4储能电感L形成电流通路，并在L上产生右正左负的感应电动势。然而，当IGBT管Q09处于饱和导通状态时便会在储能电感L的两端形成右负左正的反电动势。这个负向感应电动势与负向市电电源叠加的结果是共同对电容C37、C40、C39进行升压充电（约-360V左右）。这样我们就可得到受脉快调制控制的±360V左右的直流电源。为了确保上述两路直流电源具有自动稳压输出的同时，还能确保市电输入的交流具有市电50HZ正弦波电压的同相位和同频率的输入特性，有必要引入UC3854N脉宽组件。升压板主要在市电不正常时,向逆变器的正负电源总线(+BUS)和(-BUS)提供±360V的电压,在市电恢复正常时,则关闭DC/DC电路,并不向正负电源总线提供任何能量。在市电正常时,送到U01(SG3525)的误差放大器的反相端1脚的“BUSM”整流器输出检测信号超过在误差放大器同相端2脚上的5V基准电压,此时，几乎没有调制脉冲从它的11脚一个高电平信号加到U01的10脚封锁端,从而使DC/DC变换器更加\可靠的停止工作,然而一旦市电供电不正常,由于出现在U01组件1脚上的“BUS-M”信号急剧下降，同时10脚上的封锁信号也随之消失。这时就会从U01组件SG3525的11脚和14脚向外送出两路相位相差180度的高频调制脉冲，分别经R34、R35和R36、R40以及R30、R31和R32、R33被送到由Q07和Q07以及Q04和Q05两组以两支MOS管并联驱动的功放电路。经高频升压变压器TX02交换后经由D05、D06和D07、D08整流后得到正、负直流高压由L01+L02和L03+L04向直流总线(+BUS)和(-BUS)提供能量。图中的U03及其外围元件组成电池控制DC/DC器的工作频率。随着电池电压下降。DC/DC的工作频率也随之升高，从而提高了变换器的工作效率。5逆变电路由CPU经过CN3-8和CN3-9送来的两路正弦脉宽调制信号PWM+和PWM-被分别加到光电耦合器U10和U11的发光二极管的负极上。从光耦U10组件6脚和7脚输出的PWM+调制脉冲经D30、R102、R103、R106和R107被送到IGBT管的Q13的栅极上（称为逆变器的正臂功放电路）。与此同时，从光耦U11的6脚和7脚所输出的PWM-调制脉冲经D33、R119、R120、R121和R122被送到IGBT管Q16栅极上的（称为逆变器的负臂功放电路）。这样，正臂功放电路与负臂功放电路的中点所输出的交变电源，再经由电感L08+L09+L10和CT02组成的滤波器后，就可向外送出具有纯正弦特性的逆变器电源。当UPS正常运行时，在来自CPU控制板上的信号控制下，UPS切换继电器RY01处于闭合状态。这样，逆变器电源便经RY01继电器的常开触点而被送到用户的负载上反之，当UPS的逆变不正常是，由于RY01继电器处于释放状态，所以市电交流旁路电源将直接经RY01的常闭触点而送到用户负载上。CT02和R205、R151组成负载容量检测电路升压控制集成块U02（SG3525）的引脚功能引脚号功能①

误差放大器反相输入端②

误差放大器同相输入端③

振荡同步控制端④

振荡器输出端⑤

振荡器外接电容CT、电阻RT端⑥

振荡器外接电容CT、电阻RT端⑦

振荡器放电端⑧

软启动端⑨

误差放大器补偿端⑩

强制关断端⑪

内部驱动器A、B输出端⑫

接地端⑬

内部驱动电源端⑭

内部驱动器A、B输出端⑮

电源端VC⑯

（+）5V基准电压端市电升压市电升压逆变图14逆变三EA930高频纯在线UPS功率板的调试使用仪器：四位半数字表DM-333一台示波器OS-3040D一台2调试：检查功率板之印刷板上的焊点有否虚焊、漏焊、搭焊，元器件有无漏插、错插，有极性的元器件是否正确，确认无误后进行以下操作。2.1使市电开关打在关的位置，将P06、P05分别接入输入线L和N端上。2.2打开开关接入市电AC220±10%，将数字万用表DC地200V的档，万用表的黑表笔（接地端）放在功率板P01端（BAT-），红表笔（正端）放在功率板P02的（BAT+），检测充电器电压应为110±0.1V。不合适则调VR1，直至合适为止。2.3量测功率板D29（上-下+）两端的PFVCC电压，标准值为15±3V。若以上电压值不合格，则可能原因：（1）功率板上标号为U07得UC3843芯片6脚产生的控制信号不对，周边电路不正常。（2）TX03变压器工作不正常。以上量测结果合格，则进行以下操作。2.5将数字三用表设在DC-200V档。2.6量测功率板JP2对地电压，标准值为24V±3V。2.7量测功率板JP3对地电压，标准值为12V±2V。2.8量测功率板ZD02两端的+IGBT正端电压，标准值为15V±1V。2.9量测功率板R70两端的+IGBT负端电压，标准值为-5V±2V。2.10量测功率板ZD01两端的-IGBT正端电压，标准值为15V±1V。2.11量测功率板R68两端的-IGBT负端电压，标准值为-5V±2V。2.12若以上测量结果不合格，则应进行分析。若只是部分测量值不合格，则可能原因较多，应从与之相关的电路分析；若是全部测量值都不合格，则可能原因：2.12.1功率板上标号为U01的UC3845芯片6脚产生的控制信号不对，周边电路不正常。2.12.2TX01变压器工作不正常。若以上测量结果合格，则进行以下操作。2.13断开市电输入，将功率板与主控板的对应插座联结（注意联结方向），将功率板上P02、P01插片与直流电源正、负极联结好，指示灯板与主控板联结好，打开直流电源接入DC100V，按指示灯板上SW2开关约一秒钟，启动UPS逆变输出，指示灯板上指示灯状态如下：首先伴有“嘀嘀”一声LD1、LD2、LD3、LD4、LD5、LD6自检亮，亮后又自动熄灭，再自检一次，电池工作指示灯LD9亮，同时有报警声每四秒钟响一次，然后大约过五秒钟后，可听见继电器动作声，LD1、LD2、LD3、LD4、LD5亮，报警声仍持续。2.14量测功率板JP2对地电压，标准值为24V±3V。2.15量测功率板JP3对地电压，标准值为12V±2V。2.16量测功率板JP70对地电压，标准值为5V±0.1V。2.17将数字三用表设在DC-1000V档。2.18量测功率板JP20对地之间的+DCBUS电压，标准值为+360V±5V。2.19量测功率板JP41对地之间的-DCBUS电压，标准值为-360V±5V。2.20将数字三用表设在AC-1000V档。2.21量测功率板P04、P03端子输出电压，标准值为220V±6.6V。用示波器观察P04和P03间波形为正弦波，频率为50±0.25HZ。2.22若以上测量值合格，则说明功率板上的工作电源产生电路，直流转换电路，逆变器电路工作正常，可进行以下操作。若不合格则检查相关电路。2.23按指示灯板上SW1开关，关闭功率板逆变输出，控制面板上指示灯全灭。直流电源换成96VDC电池组。2.24接入市电AC220V±10%V，指示灯板的状态经自检后显示如下：LD7亮，按指示灯板上开关约一秒钟，启动UPS逆变输出，首先伴有“嘀嘀”一声，然后指示灯LD1、LD2、LD3、LD4、LD5、LD6亮后又依次熄灭，市电指示灯LD7和旁路指示灯LD8亮，然后大约过五秒钟后，可听见继电器动作声，旁路指示灯LD8灭，逆变指示灯LD10亮,LD1亮。2.25量测功率板筢P04、P03端子输出电压，标准值为220V±6.6V。用示波器观察P04和P03间波形为正弦波，频率为50±0.25HZ。2.26若以上量测值合格，则说明功率板上的功率因数校正电路工作正常。若不合格则检查相关电路。2.27按指示灯板上SW1开关，关闭功率板逆变输出。断开市电输入和直流输入。用100W灯泡接在功率板P02（正端）和P01（负端）间放电数秒钟，再将灯泡接在JP20（+DCBUS）与P01及JP41(-DCBUS)与P01间放电数秒钟，然后拔下功率板与主控板之间的连线，取下功率板，贴上PASS标签，调试完毕。四UPS的配置（长延时电池容量的算法）1计算蓄电池的最大放电电流值：I最大=Pcosф/η*E临界注：P→UPS电源的标称输出功率cosф→UPS电源的输出功率因数η→UPS逆变器的效率，一般为0.88~0.94E临界→蓄电池组的临界放电电压（12V电池约为10V，2V电池约为1.67V）根据所选的蓄电池组的后备时间，查出所需的电池组的放电速率值C，然后根据：电池组的标称容量=I最大/C算出电池的标称容量。2由于使用E临界———电池的最低临界放电