第二讲 UF控制矢量控制原理

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1．3变频变压调速 变频调速出现了一个新问题：当频率下降时，电动机的输出功率将随转速的下降而下降，但输入功率和频率之间却并无直接关系。于是在输入和输出功率之间将出现能量的失衡，这种失衡必将反映在传递能量的磁路中。所以，要说清楚变频变压的问题，必须从电动机的能量传递环节入手。1．3．1能量传递过程异步电动机的工作原理与能量传递过程如图1－14所示。1．工作原理图1－14a）是异步电动机定子绕组的空间分布示意图。它说明：三相绕组在空间位置上是互差2π∕3电角度的。图b）是它的工作原理：当电源的三相交变电流通入电动机定子的三相绕组后，其合成磁场是一个旋转磁场，转速是n0。旋转磁场被转子绕组（鼠笼条）切割，转子绕组中产生感应电动势E2和感应电流I2。感应电流又和旋转磁场相互作用，便产生电磁转矩TM，在TM的作用下，转子将以转速nM旋转。由于转子绕组只有在切割旋转磁场的情况下，才可能产生感应电动势E2和感应电流I2。而如果转子的转速和同步转速相等的话，转子绕组将不再切割磁力线，也不会产生感应电流和转矩，转子便失去了旋转的动力。所以，转速nM永远小于同步转速n0，两者之差称为转差，用Δn表示。图１－14异步电动机的能量传递过程

a）异步电动机的定子绕组b）工作原理c）能量传递过程2．能量传递过程图c）表示了异步电动机的能量关系，具体说明如下：（1）输入功率 三相交流异步电动机的输入功率就是从电源吸取的电功率，用P1表示，计算公式如下：P1＝3U1I1cosφ1

（1－5）

式中，P1─输入功率，kW；U1─电源相电压，V；I1─电动机的相电流，A；cosφ1─定子绕组的功率因数。（2）电磁功率 定子输入功率中减去定子绕组的铜损Pcu1和铁损PFe1后，将全部转换成传输给转子的电磁功率PM，计算公式如下：

PM＝3E1I1cosφ1

（1－6）式中，PM─电磁功率，kW；

E1─定子每相绕组的反电动势，V。 定子绕组的反电动势是定子绕组切割旋转磁场的结果，其有效值计算如下：

E1＝4.44KEfN1Φ1

（1－7）

式中，N1─定子每相绕组的匝数；

Φ1─定子每对磁极下基波磁通，Wb；

KE─绕组的电势系数。 式（1－7）表明，当频率一定时，E1的大小直接反应了磁通Φ1的大小。（3）转子侧的电磁功率 转子是通过电磁感应得到从定子传递过来的电磁功率的，其大小由下式计算：

PM＝3E2’I2’cosφ2

（1－8）

式中，E2’─转子等效绕组每相电动势的折算值，Ｖ；

I2’─转子等效绕组相电流的折算值，Ａ；

cosφ2─转子等效绕组的功率因数。 这里，所谓转子的等效绕组，是一组效果与实际绕组（鼠笼条）完全相同的假想绕组，其结构与定子绕组相同。等效绕组中的各物理量，都缀以“’”。

E2’是转子等效绕组切割旋转磁场的结果，其有效值计算如下：

E2’＝

4.44KEfN1Φ1

（1－9）

比较式（1－7）和式（1－9）可以看出，由于转子等效绕组的结构和定子绕组完全相同，因此：

E2’＝

E1（4）输出功率 电动机的输出功率就是轴上的机械功率，其大小由下式计算：

P2＝ （1－10）式中，TM─电动机轴上的电磁转矩，Nm；

nM─电动机的转速，r∕min。电磁转矩是转子电流与磁通相互作用的结果，其大小计算如下：

TM＝KTΦ1I2’cosφ2

（1－11）

式中，KT─绕组的转矩系数。3．磁通在定子等效电路中的反映

如图1－15，在定子磁通中，有两种情形： （1）主磁通是能够穿过空气隙与转子绕组相链，从而把能量传递给转子的部分。主磁通在公式中常常用基波分量Φ1表示，也有时用振幅值Φm表示。 定子绕组切割主磁通所产生的自感电动势E1，是定子电路内与外加电压相抗衡的主要成分，称为反电动势。（2）漏磁通 是不能穿过空气隙与转子绕组相链，从而并不传递能量的部分。它在电路中，只能起电抗的作用，称为漏磁电抗，用x1表示。

图1－15磁通在定子等效电路中的反映

a）定子磁通b）定子等效电路1．3．2电机磁通大小要恒定1．磁通减小的后果 如式（1－11）TM＝KTΦ1I2’cosφ2，电动机所产生电磁转矩的大小，是和转子电流和磁通的乘积成正比的。电动机的额定电流是不允许超过额定值的，否则电动机会因过热而损坏。因此，如果磁通减小的话，电动机的电磁转矩将达不到额定值，从而使带负载能力下降。2．磁通增大的后果 （1）磁化曲线在电动机的磁路里，磁通Φ的大小和励磁电流I0的关系，称为磁化曲线，如图1－16所示。其特点是：图1－16励磁电流的波形

a）磁路未饱和b）磁路饱和

在开始阶段，Φ与I0基本上呈线性关系，但当Φ增大到一定程度时，磁路将饱和。这时，励磁电流I0再增大，磁通Φ将增加得很少。（2）励磁电流的波形 当磁路未饱和时，励磁过程在磁化曲线的线性段进行，励磁电流的波形如图1－16a）所示。图中，曲线①是磁化曲线；曲线②是励磁电流的波形。当磁路饱和时，其曲线如图b）中之曲线①所示，而励磁电流的波形则如图b）中之曲线③所示。由图知，励磁电流的波形将发生严重的畸变，是一个峰值很高的尖峰波。即使磁通增加不多，励磁电流的峰值也会增加得很大。 所以，在进行变频调速时，有一个十分重要的要求，就是磁通Φ必须保持基本不变：

Φ1＝const1．3．3变频特点当电动机的工作频率fX下降时，各部分功率的变化情形如下：

1．输入功率 在式（1－5）中P1＝3U1I1cosφ1

，与输入功率P1有关的各因子中，除cosφ1略有变化外，都和fX没有直接关系。因此，可以认为，fX下降时，P1基本不变。

2．输出功率 由于在等速运行时，电动机的电磁转矩TM总是和负载转矩相平衡的。所以，在负载转矩不变的情况下，TM也不变。而输出轴上的转速n必将随fX下降而下降，由式（1－10）知P2＝，输出功率P2也随fX的下降而下降。

3．电磁功率 由图1－14c）可以看出，当输入功率P1不变而输出功率P2减小时，传递能量的电磁功率PM减小，损耗必增大，即电流增大。这意味着磁通Φ也必增大，并导致磁路饱和。 这是异步电动机在电流频率下降时出现的一个特殊问题。

1．3．4

VVVF调速1．保持磁通不变的方法 式（1－6）中，4.44KE是常数，针对某一台具体的电动机，每相定子绕组的匝数N1也是常数。故式（1－6）又可写为：

E1＝KE’·f1Φ1

（1－12）式中，KE’＝4.44KEN1—常数。 由于感应电动势的瞬时值e1决定于磁通的变化率：

e1＝－ （1－13）式中，—磁通的变化率。故式（1－12）的物理意义可由图1－17来解释：图1－17反电动势的大小

a）一般情况b）频率增大

c）磁通的振幅值增大（1）比较图a）和图b）可知，频率增大时，磁通的变化率增大，反电动势的有效值也增大。（2）比较图a）和图c）可知，磁通的振幅值增大时，磁通的变化率也增大，从而反电动势的有效值也同时增大。可见，反电动势的大小，既和频率大小成正比，也和磁通的振幅值（或有效值）成正比。所以，如能保持： ＝const （1－14）

则磁通Φ1将可保持不变。但反电动势E1X是线圈自身产生的，无法从外部控制其大小，故式（1－14）所表达的条件将难以实现。2．保持磁通不变的替代方法图1－15b）中的定子等效电路，可以形象化地画成如图1－18所示。由图知，反电动势E1X是从外加电压U1X中，减去定子绕组的阻抗压降ΔU1X后的结果。由于定子绕组的阻抗压降ΔU所占比例较小，因此，用比较容易从外部进行控制的外加电压U1X来近似地代替反电动势E1X是具有现实意义的。即：

＝const （1－15）

所以，变频的同时也必须变压，目的是为了保持磁通基本不变：图1－19基本U∕f线

＝const→Φ1≈const图1－18定子的一相等效电路图1－19基本U∕f线3．调频比与调压比 设当频率下降为fX时，电压下降为UX，则：

kF＝ （1－16）称为频率调节比，或简称调频比。

kU＝ （1－17）称为电压调节比，或简称调压比。 以上两式中，fN和UN分别是频率和电压的额定值。 当kU＝kF时，电压与频率成正比，其UX＝f（fX）曲线将通过原点，如图1－19所示，称为基本U∕f线。一

机械特性曲线

长期以来，直流电动机调速系统的机械特性一直是人们公认的佼佼者。所以，三相交流异步电动机变频调速系统的机械特性能否和直流调速系统相媲美，便成为了变频调速系统能否复盖全调速领域的试金石。1电压替代反电动势使得转矩减小

异步电动机在满足kU＝kF（U∕f＝const）条件下的机械特性如图1所示。图中，曲线①是在额定频率下的自然机械特性，临界转矩为TKN，允许长时间运行的转矩即为额定转矩TMN；曲线②是频率较低时的机械特性，临界转矩为TKX，比额定频率时的临界转矩TKN小了一些，允许长时间运行的转矩称为有效转矩TMEX，也小于额定转矩TMN。可见，频率越低，电动机的有效转矩越小，带负载能力也越小。显然，这样的机械特性是难以和直流调速系统相比拟的。图1kU＝kF时的机械特性

（1）满足Ｕ/ƒ＝Const的机械特性On补偿定子压降后的特性图2补偿定子电压后的机械特性

2低频时临界转矩减小的原因 从根本上说，这是用U1X∕fX＝const近似地代替E1X∕fX＝const的结果，如图3所示。图a）所示是在额定频率下运行时，反电动势EN和外加电压UN之间的关系。假设运行电流等于额定电流IN，则定子绕组的阻抗压降为ΔUN。当频率下降为fX时，在kU＝kF的前提下，外加电压下降为UX。如果负载转矩未变，则定子电流仍为IN，定子绕组的阻抗压降ΔUX基本未变：ΔUX≈ΔUN显然，阻抗压降ΔUX在外加电压UX中所占的比例增大了，而反电动势EX在外加电压UX中所占的比例则减小了。就是说，当UX∕fX＝const时，比值EX∕f

X实际上是随fX的下降而减小的。从而，主磁通Φ1也随之减小，如图b）所示。所以，电动机的临界转矩TKX和有效转矩TEX也都随之减小。图3低频时临界转矩减小的原因

a）额定状态的电路示意图c）低频运行的电路示意图3低频补偿 （1）转矩补偿的基本原理

为了使EX∕ƒX＝const的条件得到满足，以维持磁通Φ1基本不变，人们首先想到的办法便是：频率下降时，在UX∕ƒX＝const的基础上增加Δu，适当提高UX∕ƒX

的比值，以补偿阻抗压降ΔU在UX中所占比例增大的影响。这种方法称为转矩补偿或电压补偿，也叫转矩提升。因为是通过改变U∕ƒ比来实现的，故通常称为U∕F控制法。如图4a）所示，曲线①是kU＝kF时的U∕ƒ线，当频率为ƒX时，对应的电压为UX；曲线②是补偿后的U∕ƒ线。当频率为ƒX时，对应的电压增加为UX’＝UX＋Δu，使UX’∕ƒX＞UN∕ƒN。如补偿得恰到好处的话，则反电动势与频率之比与额定状态基本相同，如图b）所示，从而使磁通ΦX’大体上与额定磁通相等：

≈→ΦX’≈ΦN图4转矩补偿的原理

a）补偿后的U∕f线b）电路示意图4变频器的U∕ƒ线由于不同负载在低频运行时，负载轴上的阻转矩也各不相同。与此对应的定子电流和阻抗压降也不一样，所需要的补偿量也就各异。为此，各种变频器都设置了可供用户选择的转矩提升功能（U∕ƒ线）。各种变频器提供的U∕ƒ线类型很不相同，但归纳起来，大致有以下几种：（1）直线型

所提供的U∕ƒ线都是直线，如图5a）所示。有的变频器对所有的U∕ƒ线进行了编号，用户只需根据需要选择一个编号即可；也有的变频器则选择起始电压与额定电压之比的百分数（UC%）。（2）折线型

由于在频率较高部分，实际上常不需要补偿。因此，用户可预置需要补偿的转折频率ft，同时预置一个起始电压即可，如图b）所示。图5变频器的U∕ƒ线

a）直线型b）折线型c）任意折线型d）自动型（3）任意折线型 用户可预置2～4个转折点，从而可使所需U∕ƒ线为任意折线型，如图c）所示。（4）自动U∕ƒ线 各种变频器都设置了自动U∕ƒ功能，变频器可以根据定子电流的大小自动调整U∕ƒ比。这种方式对于一些在运行过程中阻转矩经常变动的负载来说，是较好的选择；但对于阻转矩比较稳定的负载来说，如选择自动U∕ƒ功能时，由于变频器处于不断的检测和调整状态，反显得不够稳定。（5）平方线型电机电压随频率从0Hz到弱磁点按一条平方曲线变化。弱磁点对应电机的额定电压。在低于弱磁点区域，电机是欠磁化运行，因而转矩和电机噪音要小一些。平方U/f比可用于要求转矩正比于速度平方的情况，如离心泵和离心风机。图6Ｕ/ƒ为平方线型基频以下调速

当频率f1

从额定值f1N

向下调节时，要保持

m

不变，必须同时降低Eg

，使常值恒定电动势频率比的控制方式

当电动势值较高时，可以忽略定子绕组的漏磁阻抗压降，而认为定子相电压Us

≈

Eg，则恒压频比的控制方式低频时Us

和Eg

都较小，定子阻抗压降不能忽略。需要人为地把电压Us抬高以近似补偿定子压降。

基频以上调速

在基频以上调速时，频率从f1N

向上升高，但定子电压Us

却不可能超过额定电压UsN

，最多只能保持Us

=UsN

，将迫使磁通与频率成反比地降低。f1N恒转矩调速UsUsNΦmNΦm恒功率调速ΦmUsf1O图

Ｕ/ƒ曲线f1N恒转矩调速UsUsNΦmNΦm恒功率调速ΦmUsf1O

将电压－频率协调控制中的电压进一步提高，抵消转子漏抗压降。恒Eｒ

/

1控制机械特性完全是一条直线。只要能够按照转子全磁通幅值

rm=恒值进行控制，就可以获得恒Er/

1

了。这正是矢量控制系统所遵循的原则。0s10Te

电压－频率协调控制方式的特性比较不同电压－频率协调控制方式时的机械特性恒Er/

1控制恒Eg/

1控制恒Us/

1控制ab

c1）恒压频比（Us/

1=恒值）控制易实现，其变频机械特性基本上是平行下移，硬度也较好，能够满足一般的调速要求，但低速时须对定子压降实行补偿，以保证足够的带载能力。

2）恒Eg/

1

控制是通常对恒压频比控制实行电压补偿的标准，可以在稳态时达到

rm=恒值，从而改善了低速性能。但机械特性还是非线性的，产生转矩的能力仍受到限制。

3）恒Er/

1

控制按照转子全磁通

rm

恒定进行控制，可以得到和直流他励电机一样的线性机械特性。恒功率调速当角频率提高时，同步转速随之提高，最大转矩减小，机械特性上移，而形状基本不变。由于频率提高而电压不变，气隙磁通势必减弱，导致转矩的减小，但转速升高了，可以认为输出功率基本不变。所以基频以上变频调速属于弱磁恒功率调速。<<<OnTemax6U∕F控制法的缺点 U∕F控制法中，当转矩补偿线选定之后，电动机输入电压U1X的大小只和工作频率ƒX有关，而和负载轻重无关。但许多负载在同一转速下，负载转矩是常常变动的。例如塑料挤出机在工作过程中，负载的阻转矩是随塑料的加料情况、熔融状态以及塑料本身的性能等而经常变动的。用户在决定U∕ƒ线时，只能根据负载最重时的状况（I1＝I1N）进行选择。当负载较轻时，电压的补偿量将处于“过补偿”状态。这是因为：负载较轻时，电流I1下降，定子绕组的阻抗压降ΔU也减小。结果，比值E1X∕ƒX将偏大，使磁路饱和。 上述分析表明，当变动负载采用U∕F控制法时，电动机磁路的饱和程度将随着负载的变化而变化，这无疑是个瑕点，使它仍难以和直流电动机相媲美。二．矢量控制特性

直流电动机的调速性能是十分优越的，所以，人们就致力于分析直流电动机调速性能优越的原因，进而研究如何使异步电动机也能够具有和直流电动机类似的特点，从而改善其调速性能，这就是矢量控制的基本指导思想。1．直流电动机的特点 （1）磁场特点 直流电动机中有两种磁通： 主磁通—由定子上的主磁极产生，用Φ0表示。主磁极上有励磁绕组，绕组中通有励磁电流I0。 电枢磁通—由转子绕组中的电枢电流IA产生，用ΦA表示。 主磁通和电枢磁通在空间是互相垂直的，如图7a）所示。图7直流电动机的特点

a）磁场特点b）电路特点c）调速后的机械特性簇（2）电路特点 励磁绕组的电路和电枢电路是互相独立的，如图7b）所示。（3）调速特点 在这两个互相垂直而独立的磁场中，只需调节其中之一即可进行调速，两者互不干扰，调速后的机械特性如图7c）所示。2．矢量控制的基本考虑仿照直流电动机的特点，当变频器得到给定信号后，首先由控制电路把给定信号分解为两个互相垂直的磁场信号：励磁分量ΦM和转矩分量ΦT，与之对应的控制电流信号分别为iM﹡和iT﹡。并假设，这两个互相垂直的磁场信号在空间是旋转着，转速等于给定频率相对应的同步转速。旋转着的直流磁场，和由三相电流产生的旋转磁场，在转速和磁感应强度都相同的前提下，是可以进行等效变换的。所以，直流旋转磁场的控制信号可以等效地变换成三相交变磁场的控制信号iA﹡、iB﹡和iC﹡，用来控制逆变桥中各开关器件的工作，如图8所示。在运行过程中，当由于负载发生变化导致转速变化，并通过转速反馈环节反馈到控制电路时，令磁场信号iM﹡不变，而只调整转矩信号iT﹡，从而使异步电动机得到和直流电动机十分相似的机械特性。图8矢量控制框图矢量控制的基本思路一：问题的提出1.调速系统的动态性能决定于电磁转矩的控制解决问题的思路（1）从根本上改造交流电机，改变其产生转矩的规律，方便控制和分析，然而，迄今为止这方面的研究成效甚微；（2）矢量变换控制（TransVectorControl）第二种思路是1971年德国西门子公司F.Blaschke提出的“感应电动机磁场定向的控制原理”以及美国的P.C.Custman和A.A.Clark共同提出的“感应电机定子电压的坐标变换控制”，这两种方法形成了目前得到普遍应用的矢量控制变频调速系统。（1）直流电机模型

以他励直流电动机为例，除弱磁调速外，励磁绕组单独产生的磁通不影响电机的动态过程。直流电机UdnSISO若忽略电枢反应和磁路饱和，产生的电磁转矩：

(1)励磁电流产生的励磁磁通正交于电枢电流产生的磁通；

(2)空间静止的空间矢量（如磁动势）均是正交、解耦的；

良好的动态响应性能FfFaIfIaO低阶、线性、解耦模型（2）交流电机模型多变量、强耦合异步电动机变频调速需要进行电压(电流)和频率的协调控制,所以有电压和频率两个独立的输入变量;

因为异步电动机通过定子供电,磁通和转速的变化是同时进行的,为了获得良好的动态性能,还应对磁通进行控制,所输出的变量除了转速外,还应包括磁通.

因此异步电动机的数学模型是一个多输入多输出系统.

异步电动机的电压(电流),频率,磁通,转速又互相都有影响,所以异步电动机的数学模型又是强耦合的多变量系统,主要的耦合是绕组之间的互感联系.

在三相交流电源作用下，磁通的建立和转速的变化同时进行；变压变频调速过程中需要对电压、频率协调控制。A1A2Us

1(Is)

MIMO非线性

异步电动机的转矩等于磁通乘电流,而转速乘磁通就得到旋转感应电动势.由于它们是同时变化的,在数学模型中会含有两个变量的乘机项,因此异步电机的数学模型是非线性的.

高阶

三相异步电动机定子有三个绕组,转子也可等效为三个绕组,每个绕组产生的磁通都有自己的电磁惯性,再加上运动系统的机械惯性,异步电动机的数学模型是一个高阶系统.

-----不考虑变频装置的滞后因素，可近似为一个8阶系统。定子侧等效电路描述：异步电动机时空向量图描述：物理模型描述：以产生同样的旋转磁动势为准则三相空间对称静止绕组通入三相对称交变电流两相对称静止绕组通入两相对称交流电流两相旋转绕组通入直流电流MT以产生同样的旋转磁动势为准则，在三相坐标系下的iA、iB

、iC，在两相坐标系下的i

、i

和在旋转两相坐标系下的直流im、it

是等效的。电磁转矩可描述为:其中,

2'I2',I1M

I1T.

2‘相当于直流电机励磁磁通

f

；

I2‘相当于直流电机电枢电流

Ia

。电机模型等效结构图：3/2VR等效直流电动机模型ABC

iAiBiCitimi

i

异步电动机基于动态模型按转子磁链定向的

矢量控制系统（1）矢量控制系统的基本构想交流异步电机的矢量变换模型3/2VR等效直流电动机模型ABC

iAiBiCitimi

i

异步电动机

矢量控制系统原理结构图

控制器VR-12/3电流控制变频器3/2VR等效直流电动机模型+i*mi*t

1i*

i*

i*Ai*Bi*CiAiBiCi

iβimit~反馈信号异步电动机给定信号

在设计矢量控制系统时，控制器后面引入的反旋转变换器VR-1与电机内部的旋转变换环节VR抵消，2/3变换器与电机内部的3/2变换环节抵消，如果再忽略变频器中可能产生的滞后，系统结构简化。4．矢量控制 （1）．采用矢量控制方式的基本要领 实行矢量控制的基本途径，是进行磁场之间的等效变换，而进行等效变换的前提是必须对变换前的磁场有足够的了解。因此，应把电动机的有关参数输入给变频器。主要有：电动机的额定容量、额定电压、额定电流、额定频率、额定转速、磁极数等，以及定子每相绕组的电阻和漏磁电感、转子每相等效绕组的电阻和漏磁电感、定、转子绕组间的互感、空载励磁电流等。

目前，新系列的变频器都配置了“自测定功能”，能够自动地测定电动机的有关参数。具体方法如下： （1）使电动机脱离负载（实在不能脱离时，须参照说明书的有关规定）； （2）输入电动机的额定数据； （3）使变频器处于“键盘操作”方式； （4）将自测定功能预置为“自动”方式； （5）按下“ＲＵＮ”键，电动机将按照预置的升速时间升速至一定转速（约为额定转速的一半），然后又按照预置的降速时间逐渐降速并停止，当显示屏上显示“自测定结束”时，自测定过程即告完成，约需1.5min左右。但也有的变频器在自测定过程中，电动机是不转的，须注意阅读说明书。（2）．矢量控制方式的适用范围 变频器内，通常以配用电动机容量与变频器要求相吻合的4极电动机为基本模型进行计算的。由于受到内部微机容量的限制，变频器对于灵活处理不同电动机参数的能力也就有限。主要限制有： （1）矢量控制只能用于一台变频器控制一台电动机的情况下。当一台变频器控制多台电动机时，矢量控制将无效。 （2）电动机容量和变频器要求的配用电动机容量之间，最多只能相差一个档次。例如，变频器要求的配用电动机容量为7.5kW，则配用电动机的最小容量为5.5kW，对于3.7kW的电动机，就不适用了。 （3）磁极数一般以2、4、6极为宜，极数较多时须查阅有关说明书（不同变频器对极数的限制也不一样）。 （4）特殊电动机不能使用矢量控制功能。如力矩电动机、深槽电动机、双鼠笼电动机等。图9无反馈矢量控制的机械特性

a）基本接线b）机械特性（3）．矢量控制的特点与应用

（1）无反馈矢量控制 无反馈矢量控制方式的主要优点是使用方便，用户不需要增加任何附加器件。且机械特性较硬，能够满足大多数生产机械的需要。主要缺点是调速范围和动态响应能力都略逊于有反馈矢量控制方式。 事实上，大多数恒转矩负载都可以选择无反馈矢量控制方式。它非但机械特性优于U∕F控制方式，且不会发生电动机磁路饱和等问题，故调试方便。（2）有反馈矢量控制 有反馈矢量控制是各方面性能都比较优越的一种控制方式。但因为它是以有转速反馈为前提的，故必须安装转速测量装置，这对于普通电动机的变频改造来说，常常是比较麻烦的。因此，有反馈矢量控制方式主要用于如下场合：

1）要求有较大调速范围者，例如兼有铣、磨功能的龙门刨床；

2）对动态响应能力有较高要求者，例如某些精密机床；

3）对运行安全有较高要求者，例如起重机械等。图10有反馈矢量控制的机械特性

a）基本接线b）机械特性3.直接转矩控制方式对于拖动系统而言TM＞TLn↑TM＜TLn↓TM=TLn不变TM—电机转矩TL—负载转矩

n—电机转速电机的电磁转矩TM决定于电机的定子磁链和转子磁链。直接转矩控制直接转矩控制（DirectTorqueControl——DTC），国外的原文有的也称为Directself-control——DSC，直译为直接自控制，这种“直接自控制”的思想以转矩为中心来进行综合控制，不仅控制转矩，也用于磁链量的控制和磁链自控制。直接转矩控制与矢量控制的区别是:

它不是通过控制电流、磁链等量间接控制转矩，而是把转矩直接作为被控量控制，其实质是用空间矢量的分析方法，以定子磁场定向方式，对定子磁链和电磁转矩进行直接控制的。

1985年德国鲁尔大学的狄普布洛克（M.Depenbrock）教授首先提出了基于六边形乃至圆形磁链轨迹的直接转矩控制理论，这种方法不需要复杂的坐标变换，而是直接在电机定子坐标上计算磁链的模和转矩的大小，并通过磁链和转矩的直接跟踪实现PWM脉宽调制和系统的高动态性能。直接转矩控制的特征是控制定子磁链，是直接在定子静止坐标系下，以空间矢量概念，通过检测到的定子电压、电流，直接在定子坐标系下计算与控制电动机的磁链和转矩，获得转矩的高动态性能。直接转矩控制不需要将交流电动机化成等效直流电动机，因而省去了矢量变换中的许多复杂计算。也不需要模仿直流电动机的控制，从而也不需要为解耦而简化交流电动机的数学模型，而只需关心电磁转矩的大小，因此控制上对除定子电阻外的所有电机参数变化鲁棒性良好。所引入的定子磁链观测器能很容易得到磁链模型，并方便地估算出同步速度信息，同时也很容易得到转矩模型，磁链模型和转矩模型就构成了完整的电动机模型，因而能方便地实现无速度传感器控制，如果在系统中再设置转速调节器，即可进一步得到高性能动态转矩控制了。

1．3．5脉宽调制PWM

要实现变频又变压，可以考虑的方法有：1．PAM（脉幅调制） 这是最容易想到的办法，即：在频率下降的同时，使直流电压也随着下降。因为晶闸管的可控整流技术早已成熟，所以，人们很容易想到利用可控整流技术使整流后的直流电压与频率同步下降，如图1－20所示。图b）是频率较高时的情形，这时，脉冲周期较短（频率较高），而脉冲幅值较大；图c）是频率较低时的情形，这时，脉冲周期较长（频率较低），而脉冲幅值则较小。由于PAM调制的结果是使逆变后的脉冲幅度下降，故称之为脉