毕业论文：降压型DCDC开关电源电路及控制回路设计55463

2012届湖北汽车工业学院毕业设计（论文）PAGE摘要随着开关电源技术的迅速发展，DC/DC开关电源已在通信、计算机以及消费类电子产品等领域得到了广泛应用。近年来，电池供电便携式设备的需求越来越大，对DC/DC开关电源的需求也日益增大，同时对其性能要求也是越来越高。在这样的背景下，高频化、小体积化、高效率化、低成本化、安全可靠性乃至绿色化都成了为DC/DC开关电源未来必须追求的发展方向。本文设计的正是一款输入电压恒定为72v，输出电压恒定为14.2v的降压型DC/DC开关电源电路，着重阐述了开关稳压电路主回路及控制回路的设计和工作原理，并为电路设计了部分自我保护功能。关键词：直流转换；开关电源；斩波电路；降压型AbstractWiththerapiddevelopmentoftheswitchingpowersupplytechnology,theDC/DCswitchingpowersupplyinthefieldofcommunications,computerandconsumerelectronicsproductshavebeenwidelyused.Inrecentyears,thedemandforbattery-poweredportabledevicesisgrowing,increasingthedemandforDC/DCswitchingpowersupply,whileitsperformancerequirementsaregettinghigherandhigher.Inthiscontext,thehighfrequency,smallsize,highefficiency,lowcost,safetyandreliabilityaswellasgreenbecametheDC/DCswitchingpowersupplymustpursuethedirectionofdevelopment.Inthispaper,thedesignispreciselyaconstantinputvoltageis72v,theoutputvoltageconstant14.2vthestep-downDC/DCswitchingpowersupplycircuit,focusingontheswitchingregulatorcircuitofthemaincircuitandcontrolcircuitdesignandworkingprinciple,andthecircuitdesignofthepartofself-protectionfunction.Keywords:DCconverter；Switchingpowersupply；Choppercircuit；Buck目录第一章概论 11.1直流转换器开关电源的发展现状 11.2开关电源未来发展趋势 31.3开关电源发展面临的技术难题 31.4本论文主要工作 4第二章开关电源基础理论 62.1稳压电源简介 62.2隔离型开关电源简介 62.3非隔离型开关电源介绍 72.4开关电源的基本构成 92.5开关电源的基本工作原理 92.6开关电源的基本电路拓扑结构 102.6.1Buck变换器 102.6.2Boost变换器 122.6.3Buck-Boost变换器 132.6.4Cuk变换器 132.7DC-DC变换器的调制方法 142.7.1脉宽调制的基本原理 152.7.2脉冲频率调制的基本原理 162.7.3PWM-PFM混合调制方式 17第三章主控回路的方案论证 183.1DC-DC转换器系统框图 183.2主回路设计方案 193.3控制回路设计方案 20第四章电路设计 224.1课题设计要求 224.2总设计思路 224.3主回路电路设计 234.3.1电路工作原理 234.3.2电路参数分析 244.4控制回路电路设计 244.4.1电路工作原理 244.4.2SG3525介绍 254.5驱动电路设计 284.5.1驱动方案的选择 284.5.2电路工作原理 294.6保护电路设计 304.6.1主电路器件保护 304.6.2负载过压保护 304.6.3过流保护电路 314.7软启动设计 32第五章电路特性分析 335.1输出电压纹波 335.2线性调整率（电源电压的影响） 345.3负载调整率（负载对输出的影响） 365.4转换效率 385.5稳态输出电压波形 39第六章结束语 41致谢 42参考文献 43附录系统原理图 4445-第一章概论直流变换器开关电源是利用现代电力电子技术，采用功率半导体器件作为开关，通过控制开关晶体管开通和关断的时间比率（占空比），调整输出电压，维持输出稳定的一种电源。早在20世纪80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机电源换代，进入90年代开关电源已广泛应用在各种电子、电器设备，程控交换机、通讯、电力检测设备电源和控制设备电源之中[1]。开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。当今，随着分布式电源系统应用的普及推广以及电池供电移动式电子设备的飞速发展，电源系统需用的直流转换器模块越来越多，对其性能的要求也越来越高。除了常规的电性能指标以外，要求其有更高的功率密度，更高的转换效率，更高的安全性能和可靠性以及更低的成本。开关电源和线性电源相比，两者的成本都随着输出功率的增加而增长，但两者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一点称为成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使的开关电源技术也不断的创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，从而为开关电源提供了广阔的发展空间[2]。1.1直流转换器开关电源的发展现状开关稳压电源取代晶体管线性稳压电源已有30多年历史，最早出现的是串联型开关电源，其主电路拓扑与线性电源相仿，但功率晶体管工作于开关状态。后来脉宽调制（PWM）控制技术发展，用以控制开关变换器，得到PWM开关电源，它的特点是用20kHz脉冲频率或脉冲宽度调制一PWM开关电源效率可达65％～70％，而线性电源的效率只有30％一40％。在发生世界性能源危机的年代，引起了人们的广泛关往。线性电源工作于工频，因此用工作频率为20kHZ的PWM开关电源替代，可大幅度节约能源，在电源技术发展史上誉为20kHZ革命。随着ULSI芯片尺寸不断减小，电源的尺寸与微处理器相比要大得多；航天，潜艇，军用开关电源以及用电池的便携式电子设备（如手提计算机，移动电话等）更需要小型化，轻量化的电源。因此对开关电源提出了小型轻量要求，包括磁性元件和电容的体积重量要小。此外要求开关电源效率要更高，性能更好，可靠性更高等[3][4]。从我国开关电源的发展过程可以了解国际开关电源发展的一个侧面，虽然一般说来，我国技术发展水平与国际先进水平平均有5～10年差距。70年代起，我同在黑白电视机，中小型计算机中开始应用5V，20-200A，20kHZAC－DC开关电源。80年代进入大规模生产和广泛应用阶段，并开发研究0.5～5MHz准谐振型软开关电源。80年代中，我国通信（如程注交换机）电源在AC－DC及DC－DC开关电源应用领域中所六比重还比较低。80年代末我国通信电源大规模更新换代，传统的铁磁稳压-整流电源和晶闸管（Thyristor，原称可控硅元件）相控稳压电源为大功率（48V，6kw）AC－DC开关电源（通信系统中常称为开关型整流器SMR）所持代；并开始在办公室自动化设备中得到应用。工业应用方面，在锅炉火焰控制，继电保护，激光，彩色TV，离子管灯丝发射电流调节，离子注射机，卤钨灯控制等系统中均有应用。90年代我国又研制开发了一批新型专用开关电源，典型例子如下：1.卫星开关电源。东方红三号通信卫星、风云一号、二号气象卫星均应用了开关电源。特点是：多路输出，不可维修性，要求长期不改变性能，设置冗余模块，可靠性高，EMC满足空间环境条件，高效，轻小。2.远程火箭控制系统的DC－DC开关电源，要求发射过程中高度可靠。3.1000kW牵引变流器4500V／1200AGTO门控250W开关电源。4.40kW固体脉冲激光器的软开关电源。用4台10kw全桥多谐振ZVS变换器并联。5.焊机用焊机用双IGBT管正激车电压转换一脉定调制（ZVT－PWM）软开关电源。输出20kW，500A，开关频率40kHZ，效率92％。特点是负载大范围变化频繁，工作环境恶劣。要求电源冲击电流小，动态特性好，无过冲，负载个影响软开关性质。6.变电所在流操作系统开关电源。供继电保护和自动装置及蓄电池充电用。代替晶闸管调压系统，输出10A，180～286V。主开关管用IGBT或功率MOSFET。7.单相和三相高功率因数整流器（有源功率同数校正器）。可以看出20一30年中，我国开关电源的应用领域和技术性能有很大进展，这与国家基础工业和国力增强有密切关系，也和国际先进开关电源技术影响有关。充分显示了中国电源技术人员的聪明才智和艰苦奋斗的创业精神[5][6]。1.2开关电源未来发展趋势开关电源的发展方向是高频、高可靠、低耗、低噪声、抗干扰和模块化。这不仅能使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动高技术产品的小型化、轻便化。另外在节约能源、节约资源及保护环境方面都具有重要的意义。由于开关电源轻、小、薄的关键技术是高频化，因此国外各在开关电源制造商都致力同步开发新型高智能化的元器件，特别是改善二次整流器件的损耗，并在功率铁氧体（Mn-Zn）材料上加大科技创新，电容器的小型化也是一项关键技术。开关电源的高频化就必然对传统的PWM开关技术进行创新，实现ZVS、ZCS的软开关技术已成为开关电源的主流技术，并大幅提高了开关电源的工作效率。模块化是开关电源发展的总体趋势，可以用模块化电源组成分布式电源系统，设计成N+1冗余电源系统，并实现并联方式的容量扩展。使用部分谐振转换电路技术，在理论上即可实现高频化又可降低噪声，但部分谐振转换技术实际应用仍存在着技术问题，故仍需在这一领域开展大量的工作，使得多项技术得以实用化[7]。1.3开关电源发展面临的技术难题新的器件和新的拓扑理论的出现使得开关电源技术日趋可靠、成熟、经济、适用。但开关电源要进一步的发展,又必须得突破现有技术的瓶颈。其主要有以下几个：1．高频化技术随着开关频率的提高，开关变换器的体积也随之减少，功率密度大幅提升，动态响应得到改善。但随着开关频率的不断提高，开关元件和无源元件损耗的增加、高频寄生参数以及高频EMI等新的问题也将随之产生。2．数字化技术在传统功率电子技术中，控制部分是按模拟信号来设计和工作。目前，在整个的电子模拟电路系统中，电视、音响设备、照片处理、通讯、网络等都逐步实现了数字化，而最后一个没有数字化的堡垒就是电源领域。3．软开关技术为提高变换器的变换效率，各种软开关技术应用而生，具有代表性的是无源软开关技术和有源软开关技术。采用软开关技术可以有效地降低开关损耗和开关应力，有助于变换器变换效率的提高[8][9]。4．功率因数校正技术(PFC)由于AC/DC变换电路的输入端有整流元件和滤波电容，在正弦电压输入时,单相整流电源供电的电子设备，电网侧(交流输入端)功率因数仅为0.6～0.65。采用PFC(功率因数校正)变换器，网侧功率因数可提高到0.95～0.99，输入电流THD小于20%。既治理了电网的谐波污染，又提高了电源的整体效率。目前PFC技术主要分为有源PFC技术和无源PFC技术两大类，采用PFC技术可以提高AC/DC变化器输入端功率因数，减少对电网的谐波污染，但还有待继续研究发展[10]。5．模块化技术模块化有两方面的含义，其一是指功率器件的模块化，其二是指电源单元的模块化。把开关电源的驱动保护电路装到功率模块中去，构成了“智能化”功率模块(IPM)；把一台整机的所有硬件都以芯片的形式安装到一个模块中，构成“用户专用”功率模块(ASPM)。各种尝试屡见不鲜。这样的模块经过严格合理的热、电、机械方面的设计，达到优化完美的境地。由此可见，模块化的目的不仅在于使用方便，缩小整机体积，更重要的是取消传统连线，把寄生参数降到最小，从而把器件承受的电应力降至最低，提高系统的可靠性[11]。1.4本论文主要工作本论文基于对直流转换器各种拓扑结构及其工作原理的分析，结合降压式DC/DC开关电源的实际应用，设计了一种高压变低压非隔离型的高精度开关稳压电源。预定的设计要求为：输入电压固定为72V，输出电压恒定为14.2V，恒压精度为1%，并具有部分电路自我保护功能。首先，经过资料的收集整理和学习，参考前人成熟的直流转换器的设计方案以及经验技巧，从系统的角度出发选取本次设计电路最适合的电路结构以及控制方式，确定所需要的模块和参数指标；然后，根据本次课题提出的设计要求，详细分析并设计各个子电路模块；最后完成功能单元电路以及整体电路的设计与仿真，并对仿真结果进行分析和验证。为完成以上设计目标，建立如下的设计环境。在硬件方面：一台工作在WindowsXP环境下的PC机。在软件方面：电路设计工具是Protel199；仿真工具是Protues；辅助设计软件是MicrosoftVisio和AutoCAD。在内容上，本论文主要介绍了开关电源的发展以及应用前景；对开关电源的工作原理进行了详细的介绍，并以此作为后续的设计的理论基础；对降压式DC/DC开关电源整体电路结构进行设计和仿真。第一章是概论，介绍了开关电源直流转换器的发展和现状，主要的技术革新标志，以及未来发展的趋势和当即需要解决的技术难题。第二章是DC—DC开关电源基础理论部分，阐述了DC-DC开关电源的基本结构、工作原理及控制方式和反馈手段，为后面的系统模型打下理论基础。第三章是本次设计电路的主控回路方案的比较与选择，为下一步的电路具体设计选定模型。主回路是电路设计的核心，而控制电路则是转换器电路的关键。根据理论的辨析以及实际的情况，选择合适的正确的主控回路，是保证整个设计能顺利进行下去的关键。第四章是整体电路系统及子模块电路的详细设计，着重阐述了降压型DC-DC转换器电路各子模块电路设计过程，重点选取了误差放大器、振荡器、PWM比较器及逻辑电路、过流保护电路、驱动电路、过热保护电路以及软启动电路等子模块电路进行设计，提出了这些电路设计方案及参数选择原则，并利用仿真验证了各电路的工作性能，确保能达到设计要求。第五章是验证部分，以直流转换器最重要参数恒压精度和转换效率作为技术指标，在整体电路能稳定工作的基础上，对其工作性能进行进一步的分析。第六章是总结和展望，对本文研究工作进行总结及对可以进一步改进的地方提出意见。第二章开关电源基础理论2.1稳压电源简介在开关电源出现之前，线性稳压电源已经应用了很长一段时间。而后，开关电源是作为线性稳压电源的一种替代品出现的，开关电源这一称谓也是相对于线性稳压电源而产生的[12]。开关型稳压电源的电路结构有多种，按照一定的归类方式，相应的大致分为以下几种：1.按驱动方式分，有自励式和他励式。2.按DC/DC变换器的工作方式分：①单端正励式和反励式、推挽式、半桥式、全桥式等；②降压型、升压型和升降压型等。3.按电路组成分，有谐振型和非谐振型。4.按控制方式分：①脉冲宽度调制(PWM)式；②脉冲频率调制(PFM)式；③PWM与PFM混合式。5.按电源是否隔离和反馈控制信号耦合方式分，有隔离式、非隔离式和变压器耦合式、光电耦合式等。显然，以上这些方式的组合还可以构成更多种方式的开关型稳压电源。因此设计者需根据各种方式的特征进行有效地组合，制作出满足需要的高质量开关型稳压电源。2.2隔离型开关电源简介开关电源就是为了克服线性稳压电源的缺点而出现的，而隔离型是其中一种类型的电路，应用于AC/DC开关电源中。其典型结构如图2.1所示，由于有高频变压器隔离，因而叫做隔离型结构。当交流输入电压、负载等变化时，直流输出电压Uo也会变化。这时可以调节逆变器输出的方波脉冲电压的宽度，使直流输出电压Uo保持稳定。逆变器是隔离型开关电源的核心部分，逆变器中的电力电子器件都工作在开关状态，开关电源由此得名，损耗很小，使得电源的效率可达到90％以上。其次，电路中起隔离和电压变换作用的变压器T是高频变压器，其工作频率多在20kHz以上。图2.1AC目前，主要的隔离型直流变换器大致有五种：正激变换器、反激变换器、推挽变换器、半桥式变换器以及全桥式变换器。正激变换器和反激变换器都具有结构简单能高效地提供直流输出的特点。但缺点也十分明显，就是在开关管关断时，电压有尖刺，输出电压有纹波，故一般多只在小功率场合应用。推挽变换器输出电压随输入电压和负载的变化而变化，相对不稳定。但是在低输入电压时，推挽电路比半桥或者全桥都要来得优越。因为任何时候最多只有一个开关元件工作，对于输出相同功率，开关损耗比较小。半桥式变换器减小了原边开关管的电压应力，结构简单，功率器件少，在中小功率场合得到广泛应用。而全桥式变换器则效率和功率密度相对高，且功率开关在非常安全的情况下运作[13]。2.3非隔离型开关电源介绍非隔离型电路通常用于各种DC/DC转换器，这种电路的主要特点是功率管工作在开关状态。它利用电感元件和电容元件的能量存储特性，随着功率管不停地导通、关断，具有较大电压波动的直流电源能量断续地经过开关管，暂时以磁场能形式存储在电感器中，然后经电容滤波得到连续的能量传送到负载，得到经变换后的电压脉动较小的直流电能，实现DC/DC变换。DC/DC转换器系统由主电路和控制电路组成，构成开关电源的主电路的元件，包括输入电源、开关管、整流管以及储能电感、滤波电容和负载，它们共同完成电能的转换和传递，合称为功率级；控制电路则通过控制功率开关管的通断实现调节输出电压恒定在设定值，从而控制主电路的工作状态，使主电路从输入电源处获得的能量和传送到负载的能量维持平衡。通常，当输入的电池电压及输出端的负载在一定范围内变化时，负载电压可以维持恒定[14]。DC/DC转换器的调节过程如图2.2所示，它将电池电压Vin变成所期望的较稳定的直流输出电压Vo。原理如下：图中的单箭头开关由调制器控制产生一个方波，这个方波的平均电压等于所期望的直流输出电压，低通滤波器用来削弱方波中的交流量，使得输出为所需的直流电压，输出电压Vo与基准电压相比较，产生控制调制器的信号，从而达到调节方波宽度或者频率的目的，这样整个系统形成一个负反馈回路，使得输出电压稳定在设计值。图2.2DC/DC转换器的调节过程DC/DC转换器的拓扑结构是指能用于转换、控制和调节输出电压的功率开关元件和储能元件的不同配置。正是由于有多种拓扑结构的存在，使得DC/DC转换器具有灵活的正负极性和升、降压方式，这一特性使其明显优于线性稳压器和电荷泵。非隔离型直流转换器种类很多，包括6种基本电路：降压电路（BuckChopper）、升压电路（BoostChopper）、升降压电路（Boost-BuckChopper）、Cuk电路、Sepic电路和Zeta电路。2.4开关电源的基本构成开关电源采用功率半导体器件作为开关器件，通过周期性间断工作，控制开关器件的占空比来调整输出电压。开关电源的基本构成如图2.3所示。图2.3开关电源基本构成图图2.3中DC/DC转换器进行功率转换，它是开关电源的核心部分，此外还有启动、过流与过压保护、噪声滤波等电路。输出采样电路（R1，R2检测输出电压变化，与基准电压Ur比较，误差电压经过放大及脉宽调制（PWM）电路，再经过驱动电路控制功率器件的占空比，从而达到调整输出电压大小的目的。2.5开关电源的基本工作原理开关电源的基本原理如图2.4所示。图2.4开关电源的基本原理图对于单极性矩形脉冲来说，其直流平均电压Uo取决于矩形脉冲的宽度，脉冲越宽，其直流平均电压值就越高。直流平均电压Uo可由以下公式计算：2-1式中Um——矩形脉冲最大电压值；T——矩形脉冲周期；T1——矩形脉冲宽度。从上式可以看出，当Um与T不变时，直流平均电压Uo将与脉冲宽度T1成正比。这样，只要设法使脉冲宽度随稳压电源输出电压的增高而变窄，就可以达到稳定电压的目的。2.6开关电源的基本电路拓扑结构DC-DC开关功率变换器按照主回路拓扑可以分为四种：Buck变换器、Boost变换器、Buck-Boost变换器和Cuk变换器。2.6.1Buck变换器Buck型开关电源将输入电压Vin变换成0≤Vo≤Vin的稳定输出电压Vo，所以又称降压开关电源。图2.5（a）是Buck开关电源的主电路图：Vin为输入电源，通常为电池或电池组。Mp是主开关管，因其源端接电源Vin，适宜选用低电平导通的PMOS管。二极管D是辅助开关管，也称为整流管，一般使用具有较低正向导通电压的肖特基二极管。Vp是Mp的栅极控制信号，由控制电路提供，Ro表示负载电阻。(a)拓扑电路（b）工作阶段一（c）工作阶段二图2.5BUCK电路在一个开关周期中，电路工作在两阶段下：第一阶段：在控制电路作用下，Mp导通，x点高电位，二极管因受反向偏压而截止，电流由输入电压流经Mp、电感L到电容C和负载。电感电流持续上升，电感储能在增加，能量由电池传送到电感并存储在电感中。第二阶段：控制电路使Mp截止，切断电池和电感元件的连接，于是电感产生感生电动势使电流维持原来的流向，迫使x点电位降至比地电位还低一个二极管的正向导通压降，二极管D导通，为电感电流提供通路，电流由电感L流向电容C和负载，电感电流随时间下降，能量由电感流向负载。在两种工作模式下，在负载Ro上都可得到脉动很小的直流电压Vo。根据电感中电流I在周期开始时是否从零开始，可分为电感电流连续工作模式（CCM）和电感电流不连续工作模式（DCM）。图2.6为在两种工作模式下的电路波形。（a）CCM电路波形图（b）DCM电路波形图图2.6电路工作波形图设MOS管的导通占空比为，二极管的导通占空比为。如果新的周期在电感电流尚未降至零时开始，则系统工作在CCM，工作波形见图2.6(a)，此模式下有+=1。在第一阶段，开关闭合，电感电流上升；在第二阶段，开关断开，电感电流下降。当电感L较小，负载电阻较大，或者T较大时，将出现电感电流下降到零，下一周期却还没有开始的情况。当下一周期开始时，电感电流从零开始线性增加。这种工作方式称电感电流不连续模式。其工作波形如图2.6（b）所示，此时，+≠1。可得：2-2由于电容的充放电，输出电压会有纹波分量。当电感电流大于输出电流时，电容被充电；当电感电流小于输出电流时，电容对负载放电。一个开关周期内，电容元件存储的电荷变化量为：2-3将代入上式，可得纹波电压计算公式：2-4在式2-4中，若给定纹波电压的指标，根据公式可估算出为满足纹波指标所需要的最小电容值C。2.6.2Boost变换器Boost变换器也称升压变换器，也存在两个工作阶段。图2.7（a）为Boost电路的拓扑结构。a）拓扑电路b）工作阶段一c）工作阶段二图2.7BOOST电路类同Buck电路的推导过程，可知在CCM（电感电流连续工作模式）条件下，（开关管M的导通占空比）2-5在DCM（电感电流断续工作模式）条件下，（为二极管的导通占空比）2-62.6.3Buck-Boost变换器Buck-Boost变换器是降压—升压混合电路，输出电压极性与输入电压相反。图2.8为Buck-Boost电路的拓扑结构。a）拓扑电路b）工作阶段一c）工作阶段二图2.8Buck-Boost电路类同Buck电路的推导过程，可知在CCM（电感电流连续工作模式）条件下，（开关管M的导通占空比）2-7在DCM（电感电流断续工作模式）条件下，（为二极管的导通占空比）2-8由的表达式可知，当<时，Buck-Boost电路是降压电路，当>时，Buck-Boost电路是升压电路。2.6.4Cuk变换器Cuk变换器也是升降压混合电路，输出电压极性也与输入相反。图2.9为Cuk电路的拓扑结构。a）拓扑电路b）工作阶段一c）工作阶段二图2.9Cuk电路类同Buck电路的推导过程，可知在CCM（电感电流连续工作模式）条件下，（开关管M的导通占空比）2-9在DCM（电感电流断续工作模式）条件下，（为二极管的导通占空比）2-10由的表达式可知，当<时，Cukt电路是降压电路，当>时，Cuk电路是升压电路。Buck-Boost电路和Cuk电路都是升降压型混合电路，故有很多特性。但Cuk电路是借助电容来传输能量，而Buck-Boost电路是借助电感来能量，这是二者的区别。本文采用降压型（Buck）结构。2.7DC-DC变换器的调制方法目前生产的开关电源多数采用脉宽调制方式，其工作方式为开关周期为恒定值，通过调节脉冲宽度来改变占空比，实现稳压的目的。少数采用脉冲频率调制方式，也有混合调制方式。脉冲频率调制（PulseFrequencyModulation，PFM）是将脉冲宽度固定，通过调节工作频率来调节输出电压。在电路设计上要用固定频率发生器来代替脉宽调制器的锯齿波发生器，并利用电压、频率转换器（例如压控振荡器VCO）改变频率。稳压原理是：当输出电压升高时，控制器输出信号的脉冲宽度不变，而工作周期变长，使占空比减小，输出电压降低。调频式开关电源的输出电压的调节范围很宽，调节方便，输出可以不接假负载，详见如下所示的波形图。混合调制方式是指脉冲宽度与频率都不固定，都可以改变。目前这种调节方式应用不多，只是在个别实验室中使用，其原因是两种调制方式共存，相互影响较大，稳定性差。再者，这种开关电源电路比较复杂，集成控制电路也不是很多。但是它的占空比调节范围很宽，输出电压能做到很低[15][16]。PWM控制方式(b)PFM控制方式图2.10PWM、PFM控制方式和波形图2.7.1脉宽调制的基本原理开关电源采用脉宽调制方式的占很大比例，所以有必要对脉宽调制的基本原理加以了解。脉宽调制器由基准电压源、误差放大器、PWM比较器和锯齿波发生器组成，如图2.11所示。开关电源的输出电压和基准电压进行比较、放大，然后将其差值送到脉宽调制器。脉宽调制的频率是不变的，当输出电压V0下降时，与基准电压比较的差值增加，经放大后输入到PWM比较器，加宽脉冲宽度。宽脉冲经开关晶体管功率放大后，驱动高频变压器，使变压器初级电压升高，然后耦合到次级，经过二极管VD整流和电容C2滤波后，输出电压上升，反之亦然。图2.11脉宽调制的原理图2.7.2脉冲频率调制的基本原理脉冲频率调制的过程是这样的：如图2.12所示，从输出电压中取出一信号电压并由误差放大器放大，放大后的电压与5V基准电压进行比较，输出误差电压Vr，并以此电压作为控制电压来调制VCO的震荡频率f。再经过瞬间定时器、控制逻辑和输出级，输出一方波信号，驱动MOS开关管，最后经高频变压器TR和整流滤波获得稳定的输出电压V0。假设由于某种原因而使V0上升或负载阻抗下降，控制电路立即进行下述闭环调整：V0↑→Vr↑→f↓→V0↓。该循环的结果是输出电压V0趋于稳定，反之亦然。这就是PFM的工作原理。假设电源效率为η，脉冲宽度为m，脉冲频率为f，则有V0=。当确定后，通过调制VCO的震荡频率就可以调节输出电压V0，并实现稳定输出。需要指出的是：a、b、c是压控振荡器外围元件连接端，它们将决定振荡的工作频率和频率调制灵敏度。D端为锯齿波电压输入端，由它改变定时器的定时时间。图2.12脉冲频率调制的基本原理2.7.3PWM-PFM混合调制方式PWM-PFM混合调制方式可以通过检测芯片电流对脉冲的频率、占空比进行调整。当负载电流较大时，芯片工作在连续的PWM模式；而当负载较小时可以通过PFM的工作方式，间歇的控制开关管的工作，以减小开关管的功率损耗。它采用高低不同的电压门限将输出电压限制在预先设好的电压波动范围内。当输出电压低于低门限时，唤醒控制电路，控制开关管工作，对输出电容充电。当输出高于高门限时，是控制电路处于睡眠状态，同时将功率开关管关闭，由输出电容提供输出能量，直到输出电压再次低于低门限。它继承了PWM和PFM两种调制方式的优点，同时有效的克服了它们的缺点。使变换器在任意负载时的效率、电压跟随率、静态功耗等方面都获得优异的性能。其缺点是电路设计较为复杂，间歇工作模式下噪声较大、纹波较高。第三章主控回路的方案论证3.1DC-DC转换器系统框图主回路是电路设计的核心，而控制电路则是转换器电路的关键。根据理论的辨析以及实际的情况，选择合适正确的主控回路方案，是保证整个设计能顺利进行下去的关键。降压型直流转换器的一般结构框图如图3.1所示。DC-DC变换器DC-DC变换器驱动器脉宽调整取样器比较器基准电压振荡器VinVout图3.1直流转换器结构框图图中，DC/DC变换器进行功率转换，它是开关电源的核心部分，此外还有启动、过流与过压保护、过热保护等功能性辅助电路。而如图中的取样器、比较器、振荡器、脉宽调制及基准电压等电路构成了转换器电路的控制电路部分。这部分电路目前已集成化，制成了各种开关电源用集成电路。输出采样电路检测输出电压变化，与基准电压比较，误差电压经过放大及脉宽调制（PWM）电路，再经过驱动电路控制功率器件的开通与关断，从而调节转换电路的占空比，进而达到调整输出电压大小的目的。这一章将介绍直流转换器主回路和控制回路设计方案的选定过程。3.2主回路设计方案经过第二章直流转换器主回路电路拓扑的介绍与分析，对于非隔离型直流转换器，可以实现降压功能的电路拓扑有3种，即降压电路（BuckChopper），升降压电路（Buck-BoostChopper）还有Cuk电路。下面对这三种可行方案进行分别分析和综合比较：方案一直接采用降压电路，即BuckChopper电路。BuckChopper电路在前面的2.6.1节有详细的介绍。其特点为：电路结构简单，思路清晰明了，所需元器件少，易控制，成本及投入相对较低。但是在实际调节中，往往实际的占空比调节范围有限。方案二采用升降压电路，即Buck-BoostChopper电路。Buck-BoostChopper电路则具有调节灵活，转换范围大的优点。但是输出极性与输入极性相反，不能满足需要转换器输出与输入同极性的要求。而且其升压功能在降压型的电路中根本不会被用到。方案三采用Cuk电路。Cuk电路在前面2.6.4节也有详细的介绍，其输入电源电流和输出负载电流都是连续的，且脉动很小，有利于输入、输出进行滤波。这是它的优点。但是和前面两种电路相比较起来，该电路结构明显较为复杂，所需元器件相对较多，成本高。而且同升降压电路一样，输出极性与输入极性相反，不能符合需要转换器输出与输入同极性的要求，其升压的功能在本次的设计电路中也不会被用到。综上所述，本着设计简洁有效能达到要求的方案选择策略，三方案综合比较，方案一设计电路简洁可行，思路也最为简单，所需的元器件最少，成本最低。单单就本次设计而言，显然比方案二和方案三更适合。因此，选择直接采用降压电路的方案作为本次设计中主回路的最终设计方案。在Buck电路的基础之上，考虑到输出电压的取样反馈，以及防止危险的空载工作情况出现，主回路电路设计如图3.2所示。图3.2主回路最终设计电路图3.3控制回路设计方案控制电路需要实现的功能是产生控制信号，用于控制斩波电路中主功率器件的通断，通过对占空比的调节达到控制输出电压大小的目的。斩波电路有三种控制方式：1.保持开关周期T不变，调节开关导通时间ton，称为脉冲宽度调制或脉冲调宽型。2.保持导通时间不变，改变开关周期T，成为频率调制或调频型。3.导通时间和周期T都可调，是占空比改变，称为混合型。因为斩波电路有这三种控制方式，又因为PWM控制技术应用最为广泛，所以采用PWM控制方式来控制IGBT的通断。PWM控制就是对脉冲宽度进行调制的技术。这种电路把直流电压“斩”成一系列脉冲，改变脉冲的占空比来获得所需的输出电压。改变脉冲的占空比就是对脉冲宽度进行调制，只是因为输入电压和所需要的输出电压都是直流电压，因此脉冲既是等幅的，也是等宽的，仅仅是对脉冲的占空比进行控制。对于控制电路的设计有很多种方法：一是通过一些数字运算芯片如单片机、CPLD等等来输出PWM波；二是通过特定的PWM发生芯片来控制；三是通过复杂的模拟电路来实现。相比较这三种控制方案：方案一的设计工作量最大，除了需要设计电路，还要编制控制程序以使控制电路按照要求运转，相对思维障碍较多。方案二最为简介，由于开关电源的飞速发展，设计者们设计了各种针对转换器开关管的控制芯片，将各种功能集成，极大的简化了直流转换器的控制回路的设计难度。方案三采用模拟电路实现的方式，思路虽然简单，但是在实现过程中不易控制，调试的难度大，容错率较低。而且模拟电路一般用到元器件多，成本也相对较高一些。结合本次课题设计的情况，三方案综合比较，方案二不仅完全能满足设计的要求，而且相对更为简洁，容易控制，成本也更低。综上的分析，最终选用的是IGBT的专用触发芯片SG3525。它是一款专用的PWM控制集成电路芯片，它采用恒频调宽控制方案，内部包括精密基准源、锯齿波振荡器、误差放大器、比较器、分频器和保护电路等。该芯片的外围电路简单，只有几个电阻电容，便能产生特定频率的PWM波，通过改变输入电阻就能改变输出PWM波的占空比，其电路原理图如图3.3所示。图3.3SG3525构成的控制电路图第四章电路设计4.1课题设计要求本课题设计了一种高压变低压隔离型的高精度开关稳压电源，其输入电压固定为72V，输出电压恒定为14.2V，恒压精度为1%，并具有软启动及电路保护等功能。4.2总设计思路IGBT是电力电子器件，由控制电路产生的控制信号一般很难直接驱动IGBT。因此，需要信号放大的电路，即驱动电路。因此，在实际直流转换器设计中，除了主回路和控制回路，一般还会有驱动电路、保护电路等功能性电路。由信息电子电路组成的控制电路按照系统的工作要求形成控制信号，通过驱动电路去控制主电路中电力电子器件的导通或者关断来完成整个系统的功能。当控制电路所产生的控制信号能够足以驱动电力电子开关时就无需驱动电路[17]。根据降压斩波电路设计任务要求设计主电路、控制电路、驱动及保护电路，设计出降压斩波电路的结构框图如图4.1所示。图4.1降压斩波电路结构框图在结构框图中，控制电路是用来产生降压斩波电路的控制信号，控制电路产生的控制信号传到驱动电路，驱动电路把控制信号转换为加在开关控制端，可以使其开通或关断的信号。通过控制开关的开通和关断来控制降压斩波电路的主电路工作。控制电路中的保护电路是用来保护电路的，防止电路产生过电流等现象损害电路设备。经过第三章的方案论证，主电路模块采用Buck型直流降压斩波电路；控制电路模块采用以IGBT的专用触发芯片SG3525为核心的控制方案，通过改变其输入电阻值来控制开关管的关断时间比。4.3主回路电路设计4.3.1电路工作原理根据所学的知识，直流降压斩波主电路如图4.2所示。图4.2主电路图直流降压斩波主电路使用一个全控器件IGBT控制导通。IGBT控制较为简单，且它既具有输入阻抗高、开关速度快、驱动电路简单等特点，又用通态压降小、耐压高、电流大等优点。用控制电路和驱动电路来控制IGBT的通断，设当t=0时，驱动IGBT导通，电源向负载供电，负载电压=E，负载电流按指数曲线上升。当时刻，控制IGBT关断，负载电流经二极管续流，负载电压近似为零，负载电流指数曲线下降。为了使负载电流连续且脉动小，故串联L值较大的电感。至一个周期T结束，再驱动IGBT导通，重复上一周期的过程。4.3.2电路参数分析主电路中需要确定参数的元器件有IGBT、二极管、直流电源、电感、电阻值的确定，其参数确定如下：(1)电源要求输入电压为72V。(2)电阻因为当输出电压为14.2V时，假设输出电流为1A(3)IGBT当IGBT截止时，回路通过二极管续流，此时IGBT两端承受最大正压为72V；而当=1时，IGBT有最大电流，其值约为5A。为留一定裕量，故选择集电极最大连续电流=10A，反向击穿电压为100V的IGBT，而一般的IGBT都满足要求。(4)二极管其承受最大反压72V，其承受最大电流趋近于5A，考虑2倍裕量，故需选择额定电压大于72V，额定电流大于10(5)电感为保证负载电流连续且脉动小，电感值需取得较大。L=100mH。(6)电容为使输出电压纹波小，电容值一般取的较大。这里取C=0.47mF。4.4控制回路电路设计4.4.1电路工作原理控制电路模块采用以IGBT的专用触发芯片SG3525为核心。SG3525的振荡频率可表示为：式中：,分别是与脚5、脚6相连的振荡器的电容和电阻；是与脚7相连的放电端电阻值。设振荡频率为40kHz，由上式可取=0.01μF,=,=。可得f=40kHz，满足要求。由此得到控制电路如图4.3所示。图4.3控制电路图SG3525有过流保护的功能，可以通过改变10脚电压的高低来控制脉冲波的输出。因此可以将驱动电路输出的过流保护电流信号经一电阻作用，转换成电压信号来进行过流保护，同理也可以用10端进行过压保护，如图4.3所示10端外接过压过流保护电路。当驱动电路检测到过流时发出电流信号，由于电阻的作用将10脚的电位抬高，从而11、14脚输出低电平，而当其没有过流时，10脚一直处于低电平，从而正常的输出PWM波。SG3525还有稳压作用。1端接负载输出电压，通过2端的变位器得到它的一个基准电位，从而当负载电位发生变化时能够通过1、2所接的误差放大器来控制输出脉宽的占空比，若负载电位升高则输出脉宽占空比减小，使得输出电压减小从而稳定了输出电压，反之则然。调节变位器使得2端得到不同的基准电位，控制输出脉宽的占空比，从而调节输出电压[18]。4.4.2SG3525介绍SG3525为美国SiliconGeneral公司生产的专用，它集成了PWM控制电路，其内部电路结构及各引脚功能如图4.4所示，它采用恒频脉宽调制控制方案，内部包含有精密基准源、锯齿波振荡器、误差放大器、比较器、分频器和保护电路等。调节Ur的大小，在11和14两端可输出两个幅度相等，频率相等，相位相差，占空比可调的矩形波(即PWM信号)。然后，将脉冲信号送往驱动电路，对微信号进行升压处理，再把经过处理的电平信号送往IGBT，对其触发，以满足主电路的要求。图4.4SG3525A芯片的内部结构（1）基准电压调整器基准电压调整器是输出为5.1V，50mA，有短路电流保护的电压调整器。它供电给所有内部电路，同时又可作为外部基准参考电压。若输入电压低于6V时，可把15、16脚短接，这时5V电压调整器不起作用。（2）振荡器3525A的振荡器，除CT、RT端外，增加了放电7、同步端3。RT阻值决定了内部恒流值对CT充电，CT的放电则由5、7端之间外接的电阻值RD决定。把充电和放电回路分开，有利于通过RD来调节死区的时间，因此是重大改进。这时3525A的振荡频率可表为：在3525A中增加了同步端3专为外同步用，为多个3525A的联用提供了方便。同步脉冲的频率应比振荡频率fs要低一些。(3)误差放大器误差放大器是差动输入的放大器。它的增益标称值为80dB，其大小由反馈或输出负载决定，输出负载可以是纯电阻，也可以是电阻性元件和电容的元件组合。该放大器共模输入电压范围在1.8~3.4V，需要将基准电压分压送至误差放大器1脚（反相输入端）或2脚（同相输入端）。3524的误差放大器、电流控制器和关闭控制三个信号共用一个反相输入端，3525A改为增加一个反相输入端，误差放大器与关闭电路各自送至比较器的反相端。这样避免了彼此相互影响。有利于误差放大器和补偿网络工作精度的提高。(4)闭锁控制端10利用外部电路控制10脚电位，当10脚有高电平时，可关闭误差放大器的输出，因此，可作为软起动和过电压保护等。(5)软起动电路比较器的反相端即软起动控制端8，端8可接软起动电容。该电容由内部Vref的50μA恒流源充电。达到2.5V所经的时间为。点空比由小到大（50％）变化。(6)增加PWM锁存器使关闭作用更可靠比较器（脉冲宽度调制）输出送到PWM锁存器。锁存器由关闭电路置位，由振荡器输出时间脉冲复位。这样，当关闭电路动作，即使过流信号立即消失，锁存器也可维持一个周期的关闭控制，直到下一周期时钟信号使锁存器复位为止。另外，由于PWM锁存器对比较器来的置位信号锁存，将误差放大器上的噪音、振铃及系统所有的跳动和振荡信号消除了。只有在下一个时钟周期才能重新置位，有利于可靠性提高。(7)增设欠压锁定电路电路主要作用是当IC块输入电压小于8V时，集成块内部电路锁定，停止工作（其准源及必要电路除外），使之消耗电流降到很小（约2mA）。(8)输出级由两个中功率NPN管构成，每管有抗饱和电路和过流保护电路，每组可输出100mA。组间是相互隔离的。电路结构改为确保其输出电平或者是高电平或者是低电平的一个电平状态中。为了能适应驱动快速的场效应功率管的需要，末级采用推拉式电路，使关断速度更快。11端（或14端）的拉电流和灌电流，达100mA。在状态转换中，由于存在开闭滞后，使流出和吸收间出现重迭导通。在重迭处有一个电流尖脉冲，其持续时间约100ns。使用时VC接一个0.1μF电容可以滤去尖峰。另一个不足处是吸电流时，如负载电流达到50mA以上时，管饱和压降较高（约1V）。4.5驱动电路设计4.5.1驱动方案的选择IGBT是电力电子器件，控制电路产生的控制信号一般难以以直接驱动IGBT。因此需要信号放大的电路。另外直流斩波电路会产生很大的电磁干扰，会影响控制电路的正常工作，甚至导致电力电子器件的损坏。因而还设计中还学要有带电气隔离的部分。该驱动部分是连接控制部分和主电路的桥梁，驱动电路的稳定与可靠性直接影响着整个系统变流的成败。具体来讲IGBT的驱动要求有一下几点：（1）动态驱动能力强，能为IGBT栅极提供具有陡峭前后沿的驱动脉冲。否则IGBT会在开通及关延时，同时要保证当IGBT损坏时驱动电路中的其他元件不会被损坏。（2）能向IGBT提供适当的正向和反向栅压，一般取+15V左右的正向栅压比较恰当，取-5V反向栅压能让IGBT可靠截止。（3）具有栅压限幅电路，保护栅极不被击穿。IGBT的栅极极限电压一般为±20V，驱动信号超出此范围可能破坏栅极。（4）当IGBT处于负载短路或过流状态时，能在IGBT允许时间内通过逐渐降低栅压自动抑制故障电流，实现IGBT的软关断。驱动电路的软关断过程不应随输入信号的消失而受到影响。针对以上几个要求，有以下2种驱动电路，下面对其进行比较选择。方案1：采用光电耦合式驱动电路，该电路双侧都有源。其提供的脉冲宽度不受限制，较易检测IGBT的电压和电流的状态，对外送出过流信号。另外它使用比较方便，稳定性比较好。但是它需要较多的工作电源，其对脉冲信号有1us的时间滞后，不适应于某些要求比较高的场合。方案2：采用变压器耦合驱动器，其输入输出耐压高，电路结构简单，延迟小。但是它不能实现自动过流保护，不能实现任意脉宽输出，而且其对变压器的绕制要求严格。通过以上比较，结合本系统，方案一只有一个全控器件需要控制，使用光耦电路，简单方便，所以选择方案1。对于方案1可以用EXB841驱动芯片来实现也可以直接用光耦电路进行主电路与控制电路隔离，再把驱动信号加一级推挽电路进行放大使得驱动信号足以驱动IGBT管。由于我所设计的过流保护电路是利用控制芯片10端来设计的，且直接用光耦电路比较简单，所以在设计中没有用驱动芯片而是直接用光耦电路。4.5.2电路工作原理驱动电路如图4.5所示，IGBT降压斩波电路的驱动电路提供电气隔离环节。一般电气隔离采用光隔离或磁隔离。光隔离一般采用光耦合器，光耦合器由发光二极管和光敏晶体管组成，封装在一个外壳内。本电路中采用的隔离方法是，先加一级光耦隔离，再加一级推挽电路进行放大。采用的光耦是TLP521-1。为得到最佳的波形，在调试的过程中对光耦两端的电阻要进行合理的搭配。图4.5驱动电路其工作原理为控制电路所输出的信号通过TLP521-1光耦合器实现电气隔离，再经过推挽电路进行放大，从而把输出的控制信号放大。4.6保护电路设计4.6.1主电路器件保护当达到—定电压值时，自动开通保护电路，使过压通过保护电路形成通路，消耗过压储存的电磁能量，从而使过压的能量不会加到主开关器件上，保护了电力电子器件。为了达到保护效果，可以使用阻容保护电路来实现。将电容并联在回路中，当电路中出现电压尖峰电压时，电容两端电压不能突变的特性，可以有效地抑制电路中的过压。与电容串联的电阻能消耗掉部分过压能量，同时抑制电路中的电感与电容产生振荡。开关器件过电压保护电路如图4.6所示。图4.6RC阻容过电压保护电路图4.6.2负载过压保护负载过压保护电路图如图4.7所示，比较器同相端接到负载端，反相端接到一个基准电压上，输出端接控制芯片10端，当负载端电压达到一定的值，比较器输出Uom抬高10端电位，从而使10端上的信号为高电平时，PWM琐存器将立即动作，禁止SG3525的输出，同时，软启动电容将开始放电。如果该高电平持续，软启动电容将充分放电，直到关断信号结束，才重新进入软启动过程，从而实现过压保护。电阻的取值，比较器反相端接5.1V电源经变位器后为可调基准电压，比较器同相端电压应在5V以内，设基准电压为3V，取负载输出电压最大值72V来算，R20/R18=72/3左右，所以R20=100K，R18=4K，R17=10k，R19=2k。图4.7负载过压保护4.6.3过流保护电路当电力电子电路运行不正常或发生故障时，可能会发生过电流。当器件击穿或短路、触发电路或控制电路发生故障、出现过载、直流侧短路、可逆传动系统产生环流或逆变失败，以及交流电源电压过高或过低、缺相等，均可引起过流。电力电子器件的电流过载能力相对较差，必须对变换器进行适当的过流保护[19]。过流保护的方法比较多，比较简单的方法是一般采用添加FU熔断器来限制电流的过大，防止IGBT的破坏和对电路中其他元件的保护。如图4.2在主电路串接一个快速熔断丝。还有一种方法如图4.8所示，也是利用控制电路芯片的第10端。在主电路的负载端串接一个很小取样电阻，把它接到放大器进行放大，后再利用比较器，运用过压保护原理同样能实现过流保护。电阻的取值，一般取样电阻端所获得的电压为零点几伏，需要通过放大器把电压放大到几伏左右，由放大器运算公式：Uo=（1+R12/R10）*Ui，取放大10倍，即1+R12/R10=10，所以取R12=9K，R10=1K。放大后把它接到比较器中比较使得比较器输出端电位升高，与过压保护一样原理，所以R13=2K，R14=2K，R15=10K，R16=2K。图4.8过流保护电路4.7软启动设计由于控制电路的核心SG3525芯片自带软启动的功能。因此设计相对较为简单。比较器的反相端即软起动控制端8，端8可接软起动电容。该电容由内部Vref的50μA恒流源充电。达到2.5V所经的时间为。占空比由小到大（50％）变化。电路如图4.9所示。图4.9软电路设计设电路的启动时间为400ms，则根据上面的公式可得C8电容取值为8uF。第五章电路特性分析当一个电路设计完成，我们往往会根据一些重要的指标参数以验证电路的性能是否达到要求[20]。这里选择在电源系统里最常用也是最重要的五个技术指标——输出电压纹波、恒压精度、线性调整率、负载调整率以及转换效率，作为该电路的特性验证标准。5.1输出电压纹波输出电压纹波主要决定因素是输出电容和输出电感，输出电容和电感值越大，则输出电压纹波就越小。另外，开关频率也会影响输出电压纹波，开关频率越高，纹波越小[21]。以设计要求的72V恒压直流输入为例，仿真电路正常工作时，得到输出电压波形图如图5.1所示。图5.1Vin=72V时输出电压波形图从图中可以看到，电压在400ms时基本达到稳定值14.1V，符合预期的转换输出电压值，并且输出非常稳定。前面已经提到，影响输出电压纹波的主要因素是输出电容和输出电感。此外，跟开关频率也有一定的关系。但是在实际电路中，也有一些诸如输出电压ESR值等客观因素的影响。因此，若采用直接的理论计算来推算输出电压纹波的大小将是十分繁杂和麻烦的。这里采用了另一种相对简单和直接的方法，即将稳态时的波段放大，得到输出电压纹波放大图，再根据其极大值与极小值之差得出纹波的值。这种方法得到的结果未必最严谨，但却最接近纹波的实际值。按照上述的方法，得到输出电压纹波放大图如图5.2所示。图5.2Vin=72V时输出电压纹波放大图从图中可以看出，输出电压在14.06V~14.34V之间波动，说明纹波大小为0.14V。因此：输出电压恒压精度=（0.14÷2）÷14.2×100%=0.49%符合恒压精度为1%的设计要求。之所以纹波除以了2，是因为纹波是由正负误差相叠加而成的。5.2线性调整率（电源电压的影响）当输入电压变化时，DC-DC转换器通过反馈系统，可以在一定范围内补偿这种变化，保持输出电压稳定。这种补偿可以分为线性调整率和负载调整率。在实际应用电路中电源干扰无处不在，因此线性调整率的高低是电路系统设计的重要指标之一。线性调整率（LineRegulation）反应输出电压对输入电压突变的一个参数，在业界有很多方法来定义线性调整率，而在这里，我们用一种最通用的方法：线性调整率单位为%。如图5.3所示的波形为输入电压VIN出现较大波动时，输出电压的变化波形；图5.4为输入电压VIN下降0.5V时，输出电压的变化波形；图5.5为输入电压VIN上升0.5V时，输出电压的变化波形。（仿真的原始条件均为以设计要求的72V恒压直流电源作为输入）图5.3Vin波动时输出电压波形图图5.4Vin下降0.5V时输出电压波形图图5.5Vin上升0.5V时输出电压波形图从图5.4可以计算得：LineRegulation=（14.14-14.13）÷（72-71.5）×100%=2.0%从图5.5可以计算得：LineRegulation=（14.2-14.19）÷（72.5-72）×100%=2.0%比较两组仿真的结果，发现系统的线性调整率几乎稳定在2.0%左右。因此系统具有较好的线性调整能力。5.3负载调整率（负载对输出的影响）负载调整能力是电源系统的关键指标。负载调整率定义为当负载电流变化时，与输出电压稳定时的改变百分比，具体定义为：负载调整率的单位为mV/mA。图5.6所示的为负载电流ILOAD出现较大波动时，输出电压的变化波形；图5.7为负载电流ILOAD增大和下降700mA时，输出电压的变化波形。（仿真条件为以设计要求的72V恒压直流电源作为输入）图5.6负载电流波动时输出电压波形图图5.7负载电流增大和下降700mA时的输出电压的变化波形从图5.7可以计算得，当负载电流增大时：LoadRegulation=（14.1012-14.0998）×1000÷（814.33-102.39）=1.97uV/mA当负载电流下降时：LoadRegulation=（14.1010-14.1008）×1000÷（814.33-102.39）=0.28uV/mA经过仿真结果的计算表明，系统的负载调整率低于2uV/mA。因此可以得知该电路系统具有很好的负载调整能力。5.4转换效率开关电源的最大优点就是转换效率高，因此转换效率也是评价DC-DC转换器性能的最重要的一个参数。系统的输入功率主要转换为输出功率、开关管以及系统损耗三部分组成。开关管的总功耗包括通态损耗和关断期间由于漏源间泄漏电流产生的断态损耗（静态损耗）、开关损耗（动态损耗）以及对MOS栅电容充放电时的损耗。功率MOSFET作为开关器件在低频线路中使用时，由于MOSFET的开关时间很短，所以开关损耗可以忽略不计，器件功耗主要由静态功耗决定；而功率MOSFET运用于高频线路时，随着开关频率的提高，开关损耗在器件功耗中所占的比重将越来越大[22]。SwitcherPro是由TI公司提供的可对开关电源转换效率及器件安全系统进行模拟仿真的仿真软件。如图5.8所示的便为Buck转换电路效率仿真图，当变压转换效率达到90%时基本达到峰值并处于稳态。（仿真条件为以设计要求的72V恒压直流电源作为输入）图5.8电源效率转换图由仿真结果图可以知道，当该电路以72V的恒压直流电源作为输入，输出为稳定直流电压14.2V时，随着负载的变化，其转换效率也随之在70.62%至90.65%之间变化。由于内部电路的静态功耗与负载轻重无关，因此当负载较轻时内部电路的静态功耗会占掉很大比例从而导致系统的转换效率下降，反之当负载电流上升时转换效率也会随之上升。图4.8显示出了当输入电压为72V，输出电压14.2V时系统转换效率随负载电流的变化情况。从图上可以看出，当输出电流从0增加到1A时，由于内部电路功耗比例越来越小，系统的转换效率也随之上升，并在1A时但是，在实际中，电路的转换效率随负载轻重改变的变化却与上面稍有不同。因为仿真电路的元器件都是理想的，因此上述所得到的仿真结果也是在理想状态下得到的。在实际情形中，负载电流上升，开关管和整流管上的压降也会随着负载电流的上升而上升，从而导致两个管子的功耗随负载电流上升以近似平方的关系增加，因此重载（不能超过系统所允许的最大驱动电流）时转换效率会随着负载电流的进一步增加而下降。也就是说，在实际情况中，当如图4.8中负载电流达到1A后，若负载电流继续变大，会由于开关管和整流管功耗的迅速增加，从而导致系统转换效率逐渐下降。5.5稳态输出电压波形本设计采用Proteus中I