电流互感器取电线圈负载性能的研究

电流互感器取电线圈负载性能的研究

0高压侧供电技术电力系统在线监控是能源运营部门获取运营数据的重要手段。随着智能电网的全面建设，对能源系统高压侧设备的需求越来越大。例如，电压线导线和金属丝的温度监测、电子电气流传感器、线路微积变化、线路动态放大装置及沿线坡度监测等。上述监测设备由于直接安装在输电线路高压端,无法从接地侧直接对其供电,故供电问题是上述高压侧监测设备正常运行的重要保证。现有的高压侧设备供电方式主要有分压电容取电法、激光供能法和电流互感器取电法等。分压电容取电法由于获取能量有限并且还面临绝缘问题,不适合用于输电线路上,激光供能则不能用于野外。而电流互感器取电技术利用互感器原理把部分高压导线上的能量转换成电能输出。电流互感器取电方式体积小、结构紧凑、绝缘封装简单、使用安全,为输电线路上最有前景的取电方法。文献在取电线圈中加入气隙来阻止取电线圈在大电流时的饱和现象,但是启动电流较大,并且只能提供250mW的功率;文献[9-10]采用2个取电线圈分别在小电流和大电流的情况下工作,以拓宽取电电源的可工作电流范围,但控制较为复杂,且2个取电线圈无疑增加了取电电源的重量;文献提出利用继电器控制取电线圈副边,使之间歇性地工作在副边短路状态和功率输出状态,以达到在原边电流较大的动态范围内,使取电线圈稳定输出1W左右的功率,同时降低热耗。但由于继电器存在寿命问题,其正常工作的使用时间有限。本文利用双向可控硅作为取电线圈功率控制器件,基于相角控制法设计了电流互感器取电电源。设计方案基本可解决功率控制器件的寿命问题,电源可在输电线路较大的电流范围内稳定输出负载所需功率,并真正做到低热耗。1等效电路的建立取电线圈的负载等效模型如图1所示。根据全电流定律和电磁感应定律可知E2的表达式如式1所示,其详细推导过程见附录A。式中:N2为副边线圈匝数;S为取电线圈磁芯截面积;μ为磁芯的磁导率;L为取电线圈磁芯磁路长度;Iμ为取电线圈磁化电流。若忽略原副边漏感、线圈内阻及磁滞损耗,限定磁性在线性区工作时,根据取电线圈的负载等效模型可以得出其负载等效电路如图2所示。图2中,为输电线路电流,为取电线圈副边输出电流折算到一次侧的电流(I2′=N2I2)。设输电线路电流,由式(1)可知超前,当负载为阻性负载时,和同相位,即超前,可分别列出的瞬时表达式如下:式中:K1为磁化电流最大值;K2为N2倍副边电流最大值;φ为原边电流和磁化电流之间的相位差。若取电线圈的负载为阻性负载且阻值为R时,由式(1)和式(2)可得:由式(3)可知,当负载电阻一定时,φ为常数。2实验磁芯的制备为验证取电线圈的功率输出特性,本文采用晶粒取向冷轧硅钢片30Q110作为实验磁芯,其磁路长度为20.4cm,截面积为1050mm2,副边匝数为200匝。2.1取电线圈模型试验模型由于相角控制器件用双向可控硅,其在电压过零点时自动关断,并可在1个工频周期内导通2次,若控制取电线圈在正负2个1/2周期内的功率输出导通角,使之都为θ,则取电线圈的输出功率P的表达式为:式中:θ为导通角,取值为0~π;f=50Hz为原边电流频率。由式4可知取电线圈的输出功率与磁芯的磁导率μ、磁路长度L、磁芯截面积S、原边电流大小I1、相位差φ和功率输出导通角θ有关。其中,L和S为常量,μ在线性区时也可认为是常量。因此,可以在每个工频周期控制导通角θ的值来控制取电线圈的输出功率。图3为验证导通角θ和取电线圈的输出功率关系的试验模型。升流器为取电线圈原边提供稳定的一次侧电流,取电线圈副边并接负载电阻R和双向可控硅,电压检测电路检测取电线圈的输出电压,当其达到一定值时向触发模块发出触发命令。触发模块得到电压检测模块的触发信号后,触发可控硅导通,使取电线圈输出功率降为0。当负载电阻取50Ω时,原边电流分别在120A,320A,520A时调节电压检测模块的阀值设定电压,使负载电阻R上的功率为3.5W,记录在不同原边电流的情况下取电线圈副边输出电压波形,如图4所示。由图4可知,当取电线圈输出功率保持3.5W不变时,原边电流越大,取电线圈的功率输出有效时间越短,其对应的功率输出导通角Q越小,因此可控制θ来调节取电线圈的有效输出功率。2.2k与k1模型及取电线圈电流关系在1个周期内对式(4)积分即可得到P的表达式:采用图3所示的实验框图进行测试,此时禁止触发模块工作。分别测试负载电阻取不同值时原边电流从10A到45A时(步进为5A),K2与K1的关系及取电线圈输出功率与原边电流关系,测试结果分别如图5、附录B图B1所示。由图5可知,在不同的负载情况下,K2与K1的比值不随原边电流的变化而变化,几乎为一恒定值,而且当负载变化时,其比值也随之变化,说明相位差φ随负载的变化而变化,此结论和式(3)理论分析一致。由附录B图B1可知,取电线圈的输出功率随着原边电流的增加而增加,并且几乎与原边电流的平方成正比,此结论和式(5)理论分析一致。3相角检测方法取电线圈的输出功率为周期为π的函数,为提高电源的动态响应能力,相角控制周期以1/2个工频周期为单位。3.1相角控制电源控制设取电电源的输出电压为UL,负载电流为IL,则1/2个工频周期内负载消耗的功率PL如式(6)所示。在1/2个工频周期内取电线圈输出的功率Pout如式(4)所示。分别对式(4)、式(6)离散化,得在每个基本控制单位时间内,可使取电线圈的输出功率Pout等于负载消耗的功率PL,即可使取电线圈没有多余的能量产生。相角控制电源控制原理如图6所示。图6中,一个同步脉冲周期为基本控制单位时间,其频率为取电线圈原边电流的2倍且和原边电流同相位。∑1和∑2模块分别代表离散化后的式(4)和式(6)。比较器1和比较器2分别构成双闭环控制的外环和内环。外环控制中,每个基本控制单位时间的开始把上个周期QL的积分值赋予Qref,并清零QL和Qout。当Qout>Qref时,比较器1生成触发命令使双向可控硅导通。内环控制中,当稳压芯片的输出电压VL小于设定电压Vref时比较器2锁定触发脉冲生成,使取电线圈持续输出功率至VL>Vref为止。3.2等效负载电阻rl由以上分析及实验可知,当负载一定时,相位差φ为常数。在相角控制方法中,稳压控制输出的负载电流在一个相角控制周期内变化很小,并且φ在每个相角控制周期更新1次,故可近似认为取电线圈的负载在一个相角控制周期内固定不变,相角控制方法中等效负载电阻RL的检测实现框图如图7所示。图中,同步脉冲的定义与图6中定义相同,在每个基本控制单位时间的开始记录PL,并同时采样DC/DC模块的输入电压Vin,则取电线圈的负载电阻RL的表达式如下:式中:η为DC/DC模块的效率。把RL代入式(3)即可近似计算出相位差φ。4能量转换部分由上述分析可知,当相角控制法取电电压源输出功率大于负载所需功率时,可用相角控制法来使其输出功率等于负载所需功率。基于此理论设计的相角控制法取电电源框图如图8所示。图8中,测量线圈把输电线路原边电流实时转换为电压信号供主控CPU采集。取电线圈为取电模块的核心能量转换部分,负责从输电线路上感应出能量并从副边输出;触发模块接收主控CPU、交流过压检测模块或过压检测模块的触发命令后触发可控硅使之导通;交流过压检测模块限定取电线圈副边输出电压,当其超过设定值时即通过触发模块触发可控硅,取电线圈输出电压降为0;整流模块把取电线圈输出的交流电压转换为直流电压作为DC/DC模块稳压芯片的输入;过压检测模块检测DC/DC模块输入电压,当输电线路短路暂态电流使输入电压大于设定的DC/DC模块安全工作电压时,通过触发模块触发可控硅导通,使DC/DC模块的输入电压降至安全工作电压以下;主控CPU实时监控输电线路原边电流、相位差φ、DC/DC模块的输出电压及输出电流,并根据原边电流大小及相位差φ确定取电线圈工作在相角控制模式或非控制模式。充放电管理模块在取电线圈供能充足时对锂电池充电,当取电线圈不足以提供负载所需能量时控制锂电池为负载供电。5原边电流时取电电源对功率输出导通角的影响为检验相角控制效果,本文对取电电源相角控制效果进行了测试。取电电源最终输出为4.2V,负载为7Ω电阻,用升流器分别为原边电流提供100A,500A和1000A的电流,记录在不同的原边电流情况下取电线圈输出电压波形和取电电源的输出波形,分别如图9和附录B图B2所示。由图9和附录B图B2可见,取电电源可在较大