低谐波输入三相二极管整流器拓扑研究

低谐波输入三相二极管整流器拓扑研究

1电流谐波抑制技术在永能侧大电流滤波的三相整流器中，广泛应用于永能源电子装置的大电流输入接口。由于波形输出的非线性，输入电流严重畸形，大量波形电流流入电网，且扰动因素较低。从整流器本身出发,使其不产生谐波或者降低谐波,即为主动治理。主要包括以下几种措施:(1)高频PWM整流技术。可有效改善输入电流,但其成本高,开关损耗大,效率不高,特别是在中、大功率场合,高频PWM整流的缺陷就更加明显。(2)多脉冲整流技术。可有效降低设备成本,且不会产生EMI,但设备体积仍略显笨重,并且要取得理想的谐波抑制效果,通常脉冲数量也需相应增加。(3)三次谐波注入法。也是一种行之有效的减小电流谐波的方法,利用不控整流电路内部具有的三次谐波脉动产生三次谐波电流,将其注入到三相输入侧,抑制输入电流畸变,但该方法并未获得广泛的应用。近年来,一些新型的整流器拓扑也相继提出,如近正弦输入三相整流器(RectifierWithNear-SinusoidalInputCurrents,RNSIC),其由输入电感、三相整流桥以及与整流二极管连接的电容组成,电路拓扑结构比较简单,工作可靠性高,可有效改善网侧电流波形,提高功率因数,具备应用潜力。尽管已有的文献对典型RNSIC拓扑有一定的分析和设计,但是目前对该类型整流器的研究,特别是对一些共性问题,如:拓扑形成规律、电路工作特点、参数设计方法和电路特性等方面的研究尚不够深入、系统和完善。本文试图从这一角度出发,做进一步的探究。2基于无源辅助网络的低波形输入三相整流器2.1设置无源辅助网络在前人研究的基础上,作者通过总结认为:通过在直流侧采用电容滤波的三相不控整流桥输入侧增加一个无源辅助网络,可以有效地减小输入电流谐波含量,提高装置的功率因数;根据辅助网络结构的不同,进而可以推出八种基于感容辅助网络的低谐波输入三相整流器拓扑(见图1)。2.2无源辅助网络的低谐波抑制效果拓扑1的辅助网络为串联型无源滤波器,由电感和电容构成一组并联谐振支路,其谐振频率为某次谐波频率,因此一般情况下需设置多个谐振单元。而拓扑2中的辅助网络则构成了一组串联谐振支路,其谐振频率为基波频率,对基波呈现出低阻抗,对谐波呈现出高阻抗,进而改善输入电流,但其谐波抑制效果取决于辅助网络的品质因数且随负载变化较大。拓扑4中的辅助电容C直接并联于三相输入电源之间,在实用中对该电容容值的选取较难把握。拓扑6和8则是在拓扑4的基础上将辅助网络的端子引入到直流侧,增强了谐波抑制效果。对于拓扑3、5、7,已有研究显示:尽管缺乏实用设计方法,但通过定性设计后可以取得较明显的校正效果,近年来引起人们的更多关注。本文选取这三种拓扑为典型代表进行研究和比较;并搭建相应的实验样机,给出实验结果,以揭示基于无源辅助网络的低谐波输入三相整流器的一般规律。为便于分析,本文将拓扑3、5、7分别命名为RNSIC-2,RNSIC-3,RNISC-1。3u相电流器工作原理在三种整流器中,Lu,Lv,Lw为交流电感,感值为L。对RNSIC-1,换流电容为C1~C6;对RNSIC-2和RNSIC-3,换流电容为C1~C3,且容值皆为C。定义u相电流正向过零点为零时刻(t=0),电容C1放电完成时刻为t1。根据t1的不同将RNSIC整流器的工作状态分成大负载电流、中负载电流和小负载电流三种工作模式。三种整流器中,电容充、放电均始于二极管电流过零点处,C1的放电起始时刻,放电完成时刻以及放电时间见表1。3.1两相系统中两不等宽电流的对应关系该模式下t1的对应区间均为:0<ωt1<π/3,图2给出了该模式下RNSIC的关键波形。如图2a所示,三种整流器具有相同的二极管导通图,存在2个或者3个二极管导通的工作阶段且每个二极管导通时间为π/ω-t1,因此它们具有相同的等效电路。此时,流经二极管的电流为输入电流。RNSIC-1和RNSIC-2的直流侧电流io波形相同,为不等宽的十二脉波(见图2b);RNSIC-3中io为不等宽的六脉波(见图2c)。三种整流器的直流侧电流io平均值表达式相同式中,Im为输入电流幅值。3.2流侧电流的研究图3给出了该模式下RNSIC的关键波形。三种整流器直流侧电流io波形各不相同,在RNSIC-1中为不等宽的十二脉波;在RNSIC-3中则出现电流断续。对于RNSIC-2而言,io为等宽的六脉波,其平均值表达式则变为3.3种nsic整流器工作模式区分图4给出了该模式下RNSIC的关键波形。三种整流器的io都出现断续,RNSIC-1和RNSIC-3中io平均值的表达式仍为式(1),RNSIC-2中io平均值则变为通过上述分析,可以看出:这三种RNSIC整流器工作模式区分的根本原因在于不同负载下二极管(或辅助电容)导通情况不同,而不同辅助网络结构则又造成了直流侧电流波形差异。4优化网络的设计4.1内c输出电压随机程序的变化规律针对不同的应用场合(即不同的输入、输出电压,输出功率等),选取何种RNSIC整流器,即选取何种辅助网络结构是首要解决的问题。图5给出了不同输出电压时,RNSIC的ωt1随输入电压Um变化的曲线。由于整流器的工作模式取决于其电容充电结束时刻t1,因此图5实质上给出了RNSIC工作模式的判断依据。通过对比,发现如下特征:(1)RNSIC的工作模式仅由输入、输出电压决定,而与输出功率无关;(2)在低输入电压高输出电压的场合,适合将整流器设计在小负载电流模式,而在高输入电压且输出电压相对不高的场合,适合将整流器设计在大负载电流模式;(3)RNSIC-2中负载电流工作模式的区间宽度稍窄。4.2辅助网络的设计步骤本文提出采用时域平均法对该族整流器的辅助网络进行参数设计,即通过对不同时间段内得到的参数值在时域上进行加权平均来得到最终的参数优化设计值。通过研究发现:除去RNSIC-2在中负载电流模式下仅含一个工作阶段(即二极管导通个数维持两个不变)这一特殊情况外,当整流器工作于其他任意一种工作模式时,每1/6周期内均存在二极管导通个数不同的两个工作阶段。例如,小负载工作模式时,RNSIC-1(RNSIC-3)存在1个或者没有二极管导通的两个阶段,RNSIC-2则存在2个或者没有二极管导通的两个阶段(见图4)。此外,该族整流器的工作状态每1/6工频周期循环一次,因此,其辅助网络的参数设计,可按下面的步骤进行:(1)根据整流器电气指标,选择最适合的辅助网络结构,同时确定RNSIC整流器的工作模式。(2)根据整流器的工作模式,选择任一1/6周期,在其中的两个工作阶段分别计算各自的辅助网络参数值。(3)将这两个工作阶段得出的参数设计值在1/6个周期内进行加权平均,得到最终的参数优化设计值。例如:按照上述方法,推导出RNSIC-2在小电流模式下的参数优化值:优化电感值优化电容值5特征分析5.1辅助网络优化本节讨论输入电压、输出电压、输出功率变化时,RNSIC整流器辅助网络参数设计和特性之间的一些关系。图6a和图6b分别给出了输出电压为500V,不同输出功率下,辅助网络电感和电容优化值随输入电压Um变化的曲线。从图6a中可以看出:(1)该族整流器辅助网络电容优化值具有相似的变化趋势,即电容值随着输入电压的增加而单调减小,而随着输出功率的增加逐渐增大;(2)三种拓扑中,RNSIC-2的电容优化值最小,RNSIC-3最高且近似为RNSIC-1的两倍。从图6b中可以看出不同辅助网络的电感具有相近优化值,且具有相似的变化趋势:(1)随着输入电压的增加,电感优化值先逐渐增大,但进入大负载电流模式后又逐渐减小;(2)随着输出功率的增大,电感优化值逐渐减小。负载变化时,通过调节辅助网络无源器件值及整流器电压,也可以得到好的输入电流及较高的功率因数。有两种情况:(1)输入、输出电压恒定。当输出功率变化时,必须适当调整辅助电感值。如6b图中当整流器输入电压为200V,而输出功率由300W增加到1000W时,电感值需由点A变为点B。显然,这在实际应用中是不容易实现的。(2)输出电压、电感值恒定。通过适当调节输入电压(以及电容值)可使得整流器在不同输出功率下都能获得较高功率因数。如图6b中当输出电压保持为500V,功率由300W增加到1000W时,输入电压需由点a(或d)变为点b(或c)。同样,当输入电压恒定时亦类似。5.2流量控制器的外部特性5.2.1整流器回归系数分析直流侧电流io的纹波大小对于直流侧滤波电容的选取十分重要,式(7)和式(8)给出了直流侧电流方均根纹波因数的表达式。利用MATHCAD软件绘制了RNSIC整流器直流侧纹波电流以及输出电压的归一化曲线,如图7所示。由图7a可知,其直流侧电流纹波因数具有如下特征:(1)由大负载电流模式向小负载电流模式过渡时,纹波逐渐增大;(2)RNSIC-1的直流侧纹波电流相对最小,而在大、中负载模式下,RNSIC-3的纹波最大。由图7b可知,RNSIC的输出电压随负载电阻增大而上升。5.2.2负载模式分析图8给出了RNSIC输入电流THD以及输入功率因数随负载电阻变化的曲线,其特征为:(1)输入电流THD随负载变化不大,都在2%以下。(2)负载变化时,输入电流和输入电压之间的位移逐渐增加,功率因数随负载变化有较大幅度的降低。6样机参数及电容电压为了验证以上分析的正确性,在实验室完成了七台RNSIC三相整流器样机,参数见表2。其中样机1~5采用RNSIC-1拓扑,样机6、7则分别采用RNSIC-2和RNSIC-3拓扑。样机1、4、5、6、7都工作在大负载电流模式,ωt1设计值为0.31π;样机2、3分别工作在中、小负载电流模式,ωt1设计值分别为0.50π和0.73π。图9a~图9g分别给出了七台实验样机的输入电压、电流波形,从图中可见输入电流正弦度很好,且和相电压之间的相位差很小。图9h为利用频谱分析仪Fluck43B给出的样机1的输入电流频谱:THD值为4.656%。此外,其他六台样机的输入电流THD也都低于6%,而且所有样机输入侧PF均大于0.99。对比样机1和4可以发现,输入、输出电压不变,而输出功率由7.18kW减小至4.79kW时,通过将交流侧电感感值由27.7mH增大至41.5mH,电容容值由22.46μF减小至14.92μF即可获得较好的效果(见图9d)。而对比样机1和5可以发现,输入电压、交流侧电感不变,而输出功率由7.18kW增大至7.95kW时,通过将电容容值由22.46μF增大至27.7μF,且输出电压由500V增大至515V,同样可获得较好的效果(见图9e)。实际应用中,只要输出电压在允许范围内,则可通过增加电容的调节级数以使得整流器在较大负载变化范围内都能获得较好的输入电流波形和高功率因数。这和前面的特性分析相一致。图10a~图10c分别给出了样机1、2、3的电容电压波形,从中可以看出:对于RNSIC-1而言,电容充放电起始于电流过零点,ωt1即为电容充放电时间。测得三台样机的ωt1分别约为3π/10、π/2、7π/10,其工作于大、中、小负载电流模式,与设计值吻合。由表2可知,样机1、6、7具有相同的电气指标,分别用三种RNSIC整流器拓扑实现。对比发现,三台样机电感值相同,样机1和6的电容值相同,样机7的电容值则是其两倍。图11a~图11c分别给出了样机1、6、7的直流侧电流波形,由图可知:当工作在大负载电流模式下,且整流器电气指标相同时,RNSIC-1与RNSIC-2的直流侧电流波形相同,为12脉波;而RNSIC-3的直流侧电流为6脉波且纹波较大,这与前述中的分析相吻合。