开关电源控制环设计原理(完整版)实用资料

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开关电源控制环设计原理开关电源控制环设计原理（完整版）实用资料(可以直接使用，可编辑完整版实用资料，欢迎下载）译者：smartway时间：2021-11-26664次阅读【网友评论0条我要评论】

收藏电源网讯开关电源控制环设计1.绪论在开关模式的功率转换器中，功率开关的导通时间是根据输入和输出电压来调节的。因而，功率转换器是一种反映输入与输出的变化而使其导通时间被调制的独立控制系统。由于理论近似，控制环的设计往往陷入复杂的方程式中，使开关电源的控制设计面临挑战并且常常走入误区。下面几页将展示控制环的简单化近似分析，首先大体了解开关电源系统中影响性能的各种参数。给出一个实际的开关电源作为演示以表明哪些器件与设计控制环的特性有关。测试结果和测量方法也包含在其中。

2.基本控制环概念2.1传输函数和博得图系统的传输函数定义为输出除以输入。它由增益和相位因素组成并可以在博得图上分别用图形表示。整个系统的闭环增益是环路里各个部分增益的乘积。在博得图中，增益用对数图表示。因为两个数的乘积的对数等于他们各自对数的和，他们的增益可以画成图相加。系统的相位是整个环路相移之和。2.2极点数学上，在传输方程式中，当分母为零时会产生一个极点。在图形上，当增益以20dB每十倍频的斜率开始递减时，在博得图上会产生一个极点。图1举例说明一个低通滤波器通常在系统中产生一个极点。其传输函数和博得图也一并给出。

2.3零点零点是频域范围内的传输函数当分子等于零时产生的。在博得图中，零点发生在增益以20dB每十倍频的斜率开始递增的点，并伴随有90度的相位超前。图2描述一个由高通滤波器电路引起的零点。

存在第二种零点，即右半平面零点，它引起相位滞后而非超前。伴随着增益递增，右半平面零点引起90度的相位滞后。右半平面零点经常出现于BOOST和BUCK-BOOST转换器中，所以，在设计反馈补偿电路的时候要非常警惕，以使系统的穿越频率大大低于右半平面零点的频率。右半平面零点的博得图见图3。3.0开关电源的理想增益相位图设计任何控制系统首先必须清楚地定义出目标。通常，这个目标是建立一个简单的博得图以达到最好的系统动态响应，最紧密的线性和负载调节率和最好的稳定性。理想的闭环博得图应该包含三个特性：足够的相位裕量，宽的带宽，和高增益。高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间。宽的带宽允许电源系统快速响应线性和负载的突变。高的增益保证良好的线性和负载调节率。3.1相位裕量参看图4，相位裕量是在穿越频率处相位高于0度的数量。这不同于大多数控制系统教科书里提出的从-180度开始测量相位裕量。其中包括DC负反馈所提供的180度初始相移。在实际测量中，这180度相移在DC处被补偿并允许相位裕量从0度开始测量。根据奈奎斯特稳定性判据，当系统的相位裕量大于0度时，此系统是稳定的。然而，有一个边界稳定区域存在，此处（指边界稳定区，译注），系统由于瞬态响应引起振荡到经过一个长的调节时间最终稳定下来。如果相位裕量小于45度，则系统在边界稳定。当相位裕量超过45度时，能提供最好的动态响应，短的调节时间和最少过冲。3.2增益带宽增益带宽是指单位增益时的频率，见图4，增益带宽就是穿越频率Fcs。最大穿越频率的主要限制因素是电源的开关频率。根据采样定理，如果采样频率小于2倍信号频率（更严谨一点的说法是应该小于2倍最大信号频率，译注），则被采样的信息就不能被完全读取。在开关电源中，开关频率可以从输出纹波中看得出来，它是错误的信息，并且必须不被控制环路所传递。因此，系统的穿越频率必须小于开关频率的一半，否则，开关噪声和纹波会扭曲输出电压中想要得到的信息，并导致系统不稳定。3.3增益高的系统增益对于保证好的线性和负载调节率提供重要贡献。它能够使PWM比较器在响应输入输出电压的变化时精确地改变电源开关的占空比，通常，需要在决定高增益和低相位裕量之间做出权衡。4.实际设计分析举例用经典环路控制分析方法，开关调整器的控制环分为四个主要部分：输出滤波器，PWM电路，误差放大器补偿和反馈。图5用方块图举例说明这四部分，图6举例说明一个开关电源电路图。

首先，输出电压被反馈网络降压，然后把这个反馈电压送入误差放大器，使之与基准电压相比较而产生一个误差电压信号。脉宽调制部分拾取这个误差电压并且把它与功率变压器的电流相比较并转化为合适的占空比去控制输出部分功率脉冲调制的数量。输出滤波器部分使来自于功率变压器的斩波电压或电流平滑，使反馈控制环完善。下面确定每一部分的增益和相位，并把他们联合起来形成系统的传输函数和系统的增益相位点。4.1反馈网络H(s)反馈网络把输出电压降到误差放大器参考电压的水平，其传输式按简单的电阻分压式得到：4.2输出滤波部分G1(S)在电流模式控制系统中，输出电流被调节以达到目标的输出电压。输出滤波部分把脉动的输出电流转换为目标输出电压。小信号分析得到：输出电容的ESR和反馈网络的电阻（R1+R2=RFB）反映出输出滤波器传输函数的特性。图7的电路分析给出ESR和RSENSE的影响。传输函数G1(S)给出RFB的初始低频增益。这个增益在fPOLE=1/2*π*（RFB+ESR）*C处开始滚降，并在fZERO=1/2*π*ESR*C变为水平。G1(S)的博得图见图8。4.3PWM电路部分G2(S)光耦电路把误差放大网路产生的误差信号传输到主边。AS3842PWM电路把这个误差电压与通过主边功率变压器的电流进行比较。然后功率场效应管的占空比被调制，以提供足够的电流到副边来维持想要的输出。光耦的小信号传输函数是与光耦的电流传输比成比例的固定增益。R5（原文误为R6，式5一并改为R5，译注）是与光耦的二极管串联的限流电阻，并且是AS3842误差放大器的输出阻抗（此句应该理解为R5是这个AS3842开关电源电路中，误差放大器部分的输出阻抗，译注）。这一点在应用文档“SecondaryerroramplifierwiththeAS431”中有深入的阐述。从误差放大器的输出到AS3842的COMP脚的传输函数是：VCATHODE是AS431的阴极电压，也就是误差补偿放大器的输出电压。CTR是光耦的电流传输比。R5(原文为R6，译注)是与光耦的二极管串联的限流电阻。RCOMP是AS3842的COMP脚当其试图拉电流超过它的最大输出电流时的输出阻抗。当误差信号传递到补偿脚以后，将其与电流检测信号比较。图9表示一个电流检测比较器和开关部分的简单框图：在闭环系统中，VCOMP与ISENSE维持同样的电平。因此，IPRIMARY被VCOMP有效的调节：从ISECONDARY以后（见图9），副边电流或者说输出电流与主边电流成比例，把等式（4）重新排列表示出副边电流与VCOMP之间的关系。结合等式（3）和（6）得到PWM部分的传输函数：

传输函数G2(s)仅包含增益没有相移。

4.4误差放大器补偿网络G3(S)一旦输出滤波器和PWM电路部分的传输函数确定下来，然后可以设定误差放大器补偿网络以取得最优化的系统性能。图10例举出一个在低频时提供高的频率滚降和高增益的补偿方案。这个补偿方案有一些很好的特性适合于误差放大器的补偿，它有很高的直流增益和易控的滚降。4.5整个系统因为这是一个线性系统，可以用叠加的方法得到整个系统的传输函数。通过把整个环路各部分的增益和相位叠加起来，产生整个系统的博得图。通过放置补偿网络的极点和零点使系统的性能最优化。图11把各部分的博得图结合起来，负反馈系统的180度相移也加入进来了。5.测量结果构造一个150W的电流模式正激转换器，经过修正的小信号环路特性显示出它在系统瞬态响应时所起的作用。图13（原文误为图12，译注）给出它的增益－相位图。与图11所展示的一样，获得了相同的博得图曲线。此增益相位图显示这个系统有86.7度的相位裕量。意味着稳定的系统有快速的瞬态响应。图15（原文误为图13，译注）给出系统的瞬态响应。为了展示相位裕量的作用，通过增加整个系统的增益和提高穿越频率，系统的相位裕量会减少。穿越频率提高时系统的相位裕量在减少。图12（原文误为图14，译注）给出更高的穿越频率和更少的相位裕量（65度）时的系统博得图。其瞬态响应见图14（原文误为图15，译注），注意更少的相位裕量导致更大的振荡和更长的调节时间。表1比较了这两个不同增益大小的系统之间线性和负载调节率的变化。正如前面所述，高的环路增益得到更紧密的线性和负载调节率。还应该注意需在高的相位裕量和较低的环路增益之间取得平衡。图12

图13

图14

图15

6.测量方法为了保证准确的结果，测试信号接入节点的阻抗必须大于它的输出阻抗。在图6的测试电路中，误差放大器在副边，PWM电路在主边。测试信号在光耦的输出和AS3842的VCOMP输入之前接入。输入阻抗是从VCOMP脚看入时的阻抗，输出阻抗是光耦的输出阻抗。在其他误差放大器和PWM电路没有隔离的应用中，测试信号可以在输出滤波电容之后接入，使其与误差放大器的输入相串联。开关电源控制环设计资料来源:Switchingpowersupplycontrolloopdesign(ASTEC-ApplicationNote5译者:smartway1.绪论在开关模式的功率转换器中,功率开关的导通时间是根据输入和输出电压来调节的。因而,功率转换器是一种反映输入与输出的变化而使其导通时间被调制的独立控制系统。由于理论近似,控制环的设计往往陷入复杂的方程式中,使开关电源的控制设计面临挑战并且常常走入误区。下面几页将展示控制环的简单化近似分析,首先大体了解开关电源系统中影响性能的各种参数。给出一个实际的开关电源作为演示以表明哪些器件与设计控制环的特性有关。测试结果和测量方法也包含在其中。2.基本控制环概念2.1传输函数和博得图系统的传输函数定义为输出除以输入。它由增益和相位因素组成并可以在博得图上分别用图形表示。整个系统的闭环增益是环路里各个部分增益的乘积。在博得图中,增益用对数图表示。因为两个数的乘积的对数等于他们各自对数的和,他们的增益可以画成图相加。系统的相位是整个环路相移之和。2.2极点数学上,在传输方程式中,当分母为零时会产生一个极点。在图形上,当增益以20dB每十倍频的斜率开始递减时,在博得图上会产生一个极点。图1举例说明一个低通滤波器通常在系统中产生一个极点。其传输函数和博得图也一并给出。2.3零点零点是频域范围内的传输函数当分子等于零时产生的。在博得图中,零点发生在增益以20dB每十倍频的斜率开始递增的点,并伴随有90度的相位超前。图2描述一个由高通滤波器电路引起的零点。存在第二种零点,即右半平面零点,它引起相位滞后而非超前。伴随着增益递增,右半平面零点引起90度的相位滞后。右半平面零点经常出现于BOOST和BUCK-BOOST转换器中,所以,在设计反馈补偿电路的时候要非常警惕,以使系统的穿越频率大大低于右半平面零点的频率。右半平面零点的博得图见图3。3.0开关电源的理想增益相位图设计任何控制系统首先必须清楚地定义出目标。通常,这个目标是建立一个简单的博得图以达到最好的系统动态响应,最紧密的线性和负载调节率和最好的稳定性。理想的闭环博得图应该包含三个特性:足够的相位裕量,宽的带宽,和高增益。高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间。宽的带宽允许电源系统快速响应线性和负载的突变。高的增益保证良好的线性和负载调节率。3.1相位裕量参看图4,相位裕量是在穿越频率处相位高于0度的数量。这不同于大多数控制系统教科书里提出的从-180度开始测量相位裕量。其中包括DC负反馈所提供的180度初始相移。在实际测量中,这180度相移在DC处被补偿并允许相位裕量从0度开始测量。根据奈奎斯特稳定性判据,当系统的相位裕量大于0度时,此系统是稳定的。然而,有一个边界稳定区域存在,此处(指边界稳定区,译注,系统由于瞬态响应引起振荡到经过一个长的调节时间最终稳定下来。如果相位裕量小于45度,则系统在边界稳定。当相位裕量超过45度时,能提供最好的动态响应,短的调节时间和最少过冲。3.2增益带宽增益带宽是指单位增益时的频率,见图4,增益带宽就是穿越频率Fcs。最大穿越频率的主要限制因素是电源的开关频率。根据采样定理,如果采样频率小于2倍信号频率(更严谨一点的说法是应该小于2倍最大信号频率,译注,则被采样的信息就不能被完全读取。在开关电源中,开关频率可以从输出纹波中看得出来,它是错误的信息,并且必须不被控制环路所传递。因此,系统的穿越频率必须小于开关频率的一半,否则,开关噪声和纹波会扭曲输出电压中想要得到的信息,并导致系统不稳定。3.3增益高的系统增益对于保证好的线性和负载调节率提供重要贡献。它能够使PWM比较器在响应输入输出电压的变化时精确地改变电源开关的占空比,通常,需要在决定高增益和低相位裕量之间做出权衡。4.实际设计分析举例用经典环路控制分析方法,开关调整器的控制环分为四个主要部分:输出滤波器,PWM电路,误差放大器补偿和反馈。图5用方块图举例说明这四部分,图6举例说明一个开关电源电路图。首先,输出电压被反馈网络降压,然后把这个反馈电压送入误差放大器,使之与基准电压相比较而产生一个误差电压信号。脉宽调制部分拾取这个误差电压并且把它与功率变压器的电流相比较并转化为合适的占空比去控制输出部分功率脉冲调制的数量。输出滤波器部分使来自于功率变压器的斩波电压或电流平滑,使反馈控制环完善。下面确定每一部分的增益和相位,并把他们联合起来形成系统的传输函数和系统的增益相位点。4.1反馈网络H(s反馈网络把输出电压降到误差放大器参考电压的水平,其传输式按简单的电阻分压式得到:4.2输出滤波部分G1(S在电流模式控制系统中,输出电流被调节以达到目标的输出电压。输出滤波部分把脉动的输出电流转换为目标输出电压。小信号分析得到:输出电容的ESR和反馈网络的电阻(R1+R2=RFB反映出输出滤波器传输函数的特性。图7的电路分析给出ESR和RSENSE的影响。传输函数G1(S给出RFB的初始低频增益。这个增益在fPOLE=1/2*π*(RFB+ESR*C处开始滚降,并在fZERO=1/2*π*ESR*C变为水平。G1(S的博得图见图8。4.3PWM电路部分G2(S光耦电路把误差放大网路产生的误差信号传输到主边。AS3842PWM电路把这个误差电压与通过主边功率变压器的电流进行比较。然后功率场效应管的占空比被调制,以提供足够的电流到副边来维持想要的输出。光耦的小信号传输函数是与光耦的电流传输比成比例的固定增益。R5(原文误为R6,式5一并改为R5,译注是与光耦的二极管串联的限流电阻,并且是AS3842误差放大器的输出阻抗(此句应该理解为R5是这个AS3842开关电源电路中,误差放大器部分的输出阻抗,译注。这一点在应用文档“SecondaryerroramplifierwiththeAS431”中有深入的阐述。从误差放大器的输出到AS3842的COMP脚的传输函数是:VCATHODE是AS431的阴极电压,也就是误差补偿放大器的输出电压。CTR是光耦的电流传输比。R5(原文为R6,译注是与光耦的二极管串联的限流电阻。RCOMP是AS3842的COMP脚当其试图拉电流超过它的最大输出电流时的输出阻抗。当误差信号传递到补偿脚以后,将其与电流检测信号比较。图9表示一个电流检测比较器和开关部分的简单框图:在闭环系统中,VCOMP与ISENSE维持同样的电平.因此,IPRIMARY被VCOMP有效的调节:从ISECONDARY以后(见图9,副边电流或者说输出电流与主边电流成比例,把等式(4重新排列表示出副边电流与VCOMP之间的关系.结合等式(3和(6得到PWM部分的传输函数:传输函数G2(s仅包含增益没有相移.4.4误差放大器补偿网络G3(S一旦输出滤波器和PWM电路部分的传输函数确定下来,然后可以设定误差放大器补偿网络以取得最优化的系统性能.图10例举出一个在低频时提供高的频率滚降和高增益的补偿方案.这个补偿方案有一些很好的特性适合于误差放大器的补偿,它有很高的直流增益和易控的滚降.4.5整个系统因为这是一个线性系统,可以用叠加的方法得到整个系统的传输函数.通过把整个环路各部分的增益和相位叠加起来,产生整个系统的博得图.通过放置补偿网络的极点和零点使系统的性能最优化.图11把各部分的博得图结合起来,负反馈系统的180度相移也加入进来了.5.测量结果构造一个150W的电流模式正激转换器,经过修正的小信号环路特性显示出它在系统瞬态响应时所起的作用.图13(原文误为图12,译注给出它的增益-相位图.与图11所展示的一样,获得了相同的博得图曲线.此增益相位图显示这个系统有86.7度的相位裕量.意味着稳定的系统有快速的瞬态响应.图15(原文误为图13,译注给出系统的瞬态响应.为了展示相位裕量的作用,通过增加整个系统的增益和提高穿越频率,系统的相位裕量会减少.穿越频率提高时系统的相位裕量在减少.图12(原文误为图14,译注给出更高的穿越频率和更少的相位裕量(65度时的系统博得图.其瞬态响应见图14(原文误为图15,译注,注意更少的相位裕量导致更大的振荡和更长的调节时间.表1比较了这两个不同增益大小的系统之间线性和负载调节率的变化.正如前面所述,高的环路增益得到更紧密的线性和负载调节率.还应该注意需在高的相位裕量和较低的环路增益之间取得平衡.6.测量方法为了保证准确的结果,测试信号接入节点的阻抗必须大于它的输出阻抗.在图6的测试电路中,误差放大器在副边,PWM电路在主边.测试信号在光耦的输出和AS3842的VCOMP输入之前接入.输入阻抗是从VCOMP脚看入时的阻抗,输出阻抗是光耦的输出阻抗.在其他误差放大器和PWM电路没有隔离的应用中,测试信号可以在输出滤波电容之后接入,使其与误差放大器的输入相串联.全文完2006-6-6开关电源EMI滤波器原理与设计研究魏应冬，吴燮华(浙江大学电气工程学院，浙江

杭州

310027）摘要：在开关电源中，EMI滤波器对共模和差模传导噪声的抑制起着显著的作用。在研究滤波器原理的基础上，探讨了一种对共模、差模信号进行独立分析，分别建模的方法，最后基于此提出了一种EMI滤波器的设计程序。关键词：开关电源；EMI滤波器；共模；差模0

引言

高频开关电源由于其在体积、重量、功率密度、效率等方面的诸多优点，已经被广泛地应用于工业、国防、家电产品等各个领域。在开关电源应用于交流电网的场合，整流电路往往导致输入电流的断续，这除了大大降低输入功率因数外，还增加了大量高次谐波。同时，开关电源中功率开关管的高速开关动作（从几十kHz到数MHz），形成了EMI（electromagneticinterference）骚扰源。从已发表的开关电源论文可知，在开关电源中主要存在的干扰形式是传导干扰和近场辐射干扰，传导干扰还会注入电网，干扰接入电网的其他设备。

减少传导干扰的方法有很多，诸如合理铺设地线，采取星型铺地，避免环形地线，尽可能减少公共阻抗；设计合理的缓冲电路；减少电路杂散电容等。除此之外，可以利用EMI滤波器衰减电网与开关电源对彼此的噪声干扰。

EMI骚扰通常难以精确描述，滤波器的设计通常是通过反复迭代，计算制作以求逐步逼近设计要求。本文从EMI滤波原理入手，分别通过对其共模和差模噪声模型的分析，给出实际工作中设计滤波器的方法，并分步骤给出设计实例。1

EMI滤波器设计原理

在开关电源中，主要的EMI骚扰源是功率半导体器件开关动作产生的dv/dt和di/dt，因而电磁发射EME(ElectromagneticEmission)通常是宽带的噪声信号，其频率范围从开关工作频率到几MHz。所以，传导型电磁环境（EME）的测量，正如很多国际和国家标准所规定，频率范围在0.15～30MHz。设计EMI滤波器，就是要对开关频率及其高次谐波的噪声给予足够的衰减。基于上述标准，通常情况下只要考虑将频率高于150kHz的EME衰减至合理范围内即可。

在数字信号处理领域普遍认同的低通滤波器概念同样适用于电力电子装置中。简言之，EMI滤波器设计可以理解为要满足以下要求：

1）规定要求的阻带频率和阻带衰减；（满足某一特定频率fstop有需要Hstop的衰减）；

2）对电网频率低衰减（满足规定的通带频率和通带低衰减）；3）低成本。1.1

常用低通滤波器模型

EMI滤波器通常置于开关电源与电网相连的前端,是由串联电抗器和并联电容器组成的低通滤波器。如图1所示，噪声源等效阻抗为Zsource、电网等效阻抗为Zsink。滤波器指标（fstop和Hstop）可以由一阶、二阶或三阶低通滤波器实现，滤波器传递函数的计算通常在高频下近似，也就是说对于n阶滤波器，忽略所有ωk相关项（当k<n），只取含ωn相关项。表1列出了几种常见的滤波器拓扑及其传递函数。特别要注意的是要考虑输入、输出阻抗不匹配给滤波特性带来的影响。图1

滤波器设计等效电路表1

几种滤波器模型及传递函数1.2

EMI滤波器等效电路

传导型EMI噪声包含共模（CM）噪声和差模(DM)噪声两种。共模噪声存在于所有交流相线(L、N)和共模地(E)之间，其产生来源被认为是两电气回路之间绝缘泄漏电流以及电磁场耦合等；差模噪声存在于交流相线(L、N)之间，产生来源是脉动电流，开关器件的振铃电流以及二极管的反向恢复特性。这两种模式的传导噪声来源不同，传导途径也不同，因而共模滤波器和差模滤波器应当分别设计。

显然，针对两种不同模式的传导噪声，将其分离并分别测量出实际水平是十分必要的，这将有利于确定那种模式的噪声占主要部分，并相应地体现在对应的滤波器设计过程中，实现参数优化。在文献[6]和[7]中，提供了两种用于区分共模和差模噪声的噪声分离器，他们能有选择地对共模或差模噪声至少衰减50dB，因而可有效地测量出共模和差模成分。分离器的原理和使用超出了本文的讨论范围，详细内容可见参考文献[6]和[7]。

以一种常用的滤波器拓扑〔图2(a)〕为例，分别对共模、差模噪声滤波器等效电路进行分析。图2(b)及图2(c)分别代表滤波器共模衰减和差模衰减等效电路。分析电路可知，Cx1和Cx2只用于抑制差模噪声，理想的共模扼流电感LC只用于抑制共模噪声。但是，由于实际的LC绕制的不对称，在两组LC之间存在有漏感Lg也可用于抑制差模噪声。Cy即可抑制共模干扰、又可抑制差模噪声，只是由于差模抑制电容Cx2远大于Cy，Cy对差模抑制可忽略不计。同样，LD既可抑制共模干扰、又可抑制差模干扰，但LD远小于LC，因而对共模噪声抑制作用也相对很小。（a）常用的滤波器拓扑（b）共模衰减等效电路（c）差模衰减等效电路图2

一种常用的滤波器拓扑

由表1和图2可以推出，对于共模等效电路，滤波器模型为一个二阶LC型低通滤波器，将等效共模电感记为LCM，等效共模电容记为CCM，则有

LCM=LC＋LD（1）

CCM=2Cy（2）

对于差模等效电路，滤波器模型为一个三阶CLC型低通滤波器,将等效差模电感记为LDM，等效差模电容记为CDM（令Cx1=Cx2且认为Cy/2<<Cx2），则有

LDM=2LD＋Lg（3）CDM=Cx1=Cx2（4）

LC型滤波器截止频率计算公式为

fR,CM=（5）

将式（1）及式（2）代入式（5），则有

fR,CM=≈（LC>>LD）（6）

CLC型滤波器截止频率计算公式为

fR,DM=（7）

将式（3）及式（4）代入式（7），则有

fR,DM=（8）

在噪声源阻抗和电网阻抗均确定，且相互匹配的情况下，EMI滤波器对共模和差模噪声的抑制作用，如图3所示。图3

滤波器差模与共模衰减2

设计EMI滤波器的实际方法2.1

设计中的几点考虑

EMI滤波器的效果不但依赖于其自身，还与噪声源阻抗及电网阻抗有关。电网阻抗Zsink通常利用静态阻抗补偿网络(LISN)来校正，接在滤波器与电网之间，包括电感、电容和一个50Ω电阻，从而保证电网阻抗可由已知标准求出。而EMI源阻抗则取决于不同的变换器拓扑形式。

以典型的反激式开关电源为例，如图4（a）所示，其全桥整流电路电流为断续状态，电流电压波形如图5所示。对于共模噪声，图4(b)所示Zsource可以看作一个电流源IS和一个高阻抗ZP并联；图4(c)中对于差模噪声，取决于整流桥二极管通断情况，Zsource有两种状态：当其中任意两只二极管导通时，Zsource等效为一个电压源VS与一个低值阻抗ZS串连；当二极管全部截止时，等效为一个电流源IS和一个高阻抗ZP并联。因而噪声源差模等效阻抗Zsource以2倍工频频率在上述两种状态切换[2]。（a）典型反激式开关电源（b）共模噪声源等效电路（c）差模噪声源等效电路图4

典型反激式开关电源及其噪声源等效电路图5

电源输入端电压、电流波形

在前述设计过程中，EMI滤波器元件（电感、电容）均被看作是理想的。然而由于实际元件存在寄生参数，比如电容的寄生电感，电感间的寄生电容，以及PCB板布线存在的寄生参数，实际的高频特性往往与理想元件仿真有较大的差异。这涉及到EMC高频建模等诸多问题，模型的参数往往较难确定，所以，本文仅考虑EMI滤波器的低频抑制特性，而高频建模可参看文献[8]等。故ZS及ZP取值与这些寄生电容、电感以及整流桥等效电容等寄生参数有关，直接采用根据电路拓扑及参数建模的方案求解源阻抗难以实现，因而，在设计中往往采用实际测量Zsource。2.2

实际设计步骤

EMI滤波器设计往往要求在实现抑制噪声的同时，自身体积要尽可能小，成本要尽可能低廉。同时，滤波效果也取决于实际的噪声水平的高低，分析共模和差模噪声的干扰权重，为此，在设计前要求确定以下参量，以实现设计的优化。

1）测量干扰源等效阻抗Zsource和电网等效阻抗。实际过程中往往是依靠理论和经验的指导，先作出电源的PCB板，这是因为共模、差模的噪声源和干扰途径互不相同，电路板走线的微小差异都可能导致很大EME变化。

2）测量出未加滤波器前的干扰噪声频谱，并利用噪声分离器将共模噪声VMEASUREE,CM和差模噪声Vmeasure,CM分离，做出相应的干扰频谱。

接着就可以进行实际的设计了，仍以本文中提出的滤波器模型为例，步骤如下。

（1）依照式（9）计算滤波器所需要的共模、差模衰减，并做出曲线Vmeasure，CM－f和Vmeasure，DM－f，其中Vmeasure，CM和Vmeasure，DM已经测得，Vstandard，CM和Vstandard，DM可参照传导EMI干扰国标设定。加上3dB的原因在于用噪音分离器的测量值比实际值要大3dB。

(Vreq,CM)dB=(Vmeasure,CM)－(Vstandard,CM)＋3dB

(Vreq,DM)dB=(Vmeasure,DM)－(Vstandard,DM)＋3dB（9）

（2）由图3可知，斜率分别为40dB/dec和60dB/dec的两条斜线与频率轴的交点即为fR,CM和fR，DM。作Vmeasure，CM－f和Vmeasure，DM－f的切线，切线斜率分别为40dB/dec和60dB/dec，比较可知，只要测量他们与频率轴的交点，即可得出fR,CM和fR，DM，图6所示为其示意图。（a）实线为共模目标衰减；虚线为斜率为40dB/dec切线（b）实线为差模目标衰减；虚线为斜率为60dB/dec切线图6

fR,DM与fR,CM的确定

（3）滤波器元件参数设计

——共模参数的选取

Cy接在相线和大地之间，该电容器容量过大将会造成漏电流过大，安全性降低。对漏电流要求越小越好，安全标准通常为几百μA到几mA。

EMI对地漏电流Iy计算公式为

Iy=2πfCVc（10）式中：f为电网频率。

在本例中，Vc是电容Cy上的压降，f=50Hz，C=2Cy，Vc=220/2=110V，则

Cy=（11）若设定对地漏电流为0.15mA，可求得Cy≈2200pF。将Cy代入步骤（2）中求得fR,CM值，再将fR,CM代入式（6）中可得

Lc=（12）

——差模参数选取

由式（8）可知，Cx1，Cx2，以及LD的选取没有唯一解，允许设计者有一定的自由度。

由图2可知，共模电感Lc的漏感Lg也可抑制差模噪声，有时为了简化滤波器，也可以省去LD。经验表明，漏感Lg量值多为Lc量值的0.5％～2％。Lg可实测获得。此时，相应地Cx1、Ccx2值要更大。3

结语

本文的论述是基于低通滤波器的低频模型分析。由于实际元件寄生参数的影响，尤其在高频段更加显著，因而往往需要在第一次确定参数之后反复修正参数，以及使用低ESR和ESL的电容，优化绕制磁芯的材料和工艺，逐步逼近要求的技术指标。

由于只涉及到单级滤波器的设计，如LC型滤波器衰减程度只有40dB/dec，当要求衰减程度在60～80dB以上的指标时，往往需要使用多级滤波器。

通用型的EMI滤波器通常很难设计，这是由于不同的功率变换器之间，由于拓扑、选用元件、PCB布版等原因，电磁环境水平相差很大，再加上阻抗匹配的问题，在很大程度上影响了滤波器的通用性，所以，滤波器的设计往往需要有针对性，并在实际调试中逐步修正。微弱信号检测课程报告组员：李政张辉刘兴兵班级：076081 指导老师：宋俊磊班级：2021.06 开关电源EMI噪声分析及抑制0引言开关电源作为一种通用电源，以其轻、薄、小和高效率等特点为人们所熟知，是各种电子设备小型化和低成本化不可缺少的一种电源方式，已成为当今的主流电源。随着电子信息产的迅猛发展，其应用范围也必将日益扩大，需求量也会与日俱增。然而，当人们尽情享用开关电源所带来的轻、薄、小和高效率等种种便利之时，同时也带来了噪声干扰的种种危害。特别是开关电源在向更小体积、更高频率、更大功率的方向发展，其dV／dt、dI／dt所带来的EMI噪声也将会更大。它的传导噪声、辐射噪声会波及整机的安全，有时会干扰一些CPU的指令，引起系统的误操作，严重时还会引起系统的颠覆性破坏。为此，我们在使用开关电源时，要密切关注开关电源的EMI噪声所带来的危害，采取积极的防范措施来降低EMI噪声，把EMI噪声的影响降到最低。1电源噪声基本概念电源噪声是电磁干扰的一种，其传导噪声的频谱大致为10kHz～30MHz，最高可150MHz。电源噪声，特别是瞬态噪声干扰，其上升速度快、持续时间短、电压振幅度高、随机性强，对微机和数字电路易产生严重干扰。根据传播方向的不同，电源噪声可分为两大类：①.一类是从电源进线引入的外界干扰；②.一类是由电子设备产生并经电源线传导出去的噪声。从形成特点看，噪声干扰分串模干扰与共模干扰两种：①.串模干扰是两条电源线之间（简称线对线）的噪声。②.共模干扰则是两条电源线对大地（简称线对地）的噪声。开关电源属于强干扰源，其本身产生的干扰直接危害着电子设备的正常工作。因此，抑制开关电源本身的电磁噪声，同时提高其对电磁干扰的抗扰性，在设计和开发过程中需要特别的关注。2电源噪声分析开关电源的电路拓扑结构很多，在中小功率开关电源模块中，使用较多的电路拓扑结构为推挽式、单端正激式、单端反激式等。典型的单端正激式开关电源电路框图如图1所示。图1单端正激变换电路电路工作时，由PWM控制单元送出脉宽可变的脉冲信号来驱动开关管Ql，其导通关断状态不断改变。在功率开关管Q1的高频开关切换过程中，流过功率开关管和高频变压器的脉冲会产生纷杂的谐波电压及谐波电流。这些谐波电压及谐波电流产生的噪声可通过电源输入线传到公共供电端，或通过开关电源的输出线传到负载上，从而对其它系统或敏感元器件造成干扰。这些噪声在电源线上传导的噪声频谱图如图2所示，从图中可以看出，在几百kHz到50MHz的频段内，也就是在开关频率的基波和若干次谐波的频段内，干扰噪声的幅值远远超过了GJBl51A所规定的范围，因而会造成系统传导噪声等电磁兼容指标超标。图2开关电源在电源线上的传导噪声频谱图2.1共模噪声电流金属封装结构表面贴装开关电源模块的整个电路元器件全部都装配在基片上。PWM控制片、功率开关管、整流二极管等有源器件全部采用表面贴装封装元件，输入输出的电压电流由引线送出。这样的连接方式虽然构成了电路回路，但也给电路带来了新的寄生电容Cp，这些寄生电容的分布如图3所示。图3开关电源的寄生电容Cp分布在初级回路中，功率开关管芯片、PWM控制芯片、运算放大器芯片、电源正负输入线的走线轨迹等都会与外壳底板之间产生寄生电容Cp，寄生电容的容量大小取决于基片的厚度和它们在底板上所占据的面积。这样，在电路中，这些元器件及其走线与外壳底板之间就形成了分布电容Cp1、Cp2、……、Cp6等。这些分布电容在dV／dt、dI／dt及整流二极管反向恢复电流等共同影响下，就会引起噪声电流。这些噪声电流对于输入电源线的正负之间、以及输出负载线的正负之间大小相等，相位相同，称之为共模噪声电流。共模噪声电流的大小与分布电容的大小、dV／dt、dI／dt等有关。2.2初级差模噪声电流图4所示是初级差模干扰电流示意图。在初级回路中，功率开关管Q1、高频变压器原边绕组Lp与输入滤波电容Ci构成了开关电源的输入直流变换回路，这个变换回路在正常工作时，会将输入的直流能量通过高频变压器传给次级。但在功率开关管Q1开关时，高频脉冲的上升和下降所引起的基波及谐波会沿着输入滤波电容Ci传向输入供电端，这种沿着输入电源线正负端传播的噪声电流称之为初级差模噪声电流IDIFF。图4初级差模噪声电流示意图这种差模干扰电流IDIFF经输入电源线流向公共供电端，特别是当输入滤波电容Ci滤波不足时，对输入电源线的干扰很大，它还会通过公共的供电端干扰系统的其它部分，从而使其它部分的性能指标降低。2.3次级差模噪声电流图5次级差模噪声电流示意图次级差模干扰电流示意图如图5所示。在开关电源的次级回路中，高频变压器副边绕组Ls和整流二极管V2负责将输入的能量传给负载。输出滤波电感L、输出滤波电容Co对高频部分进行滤波。整流二极管V2的作用是将次级绕组的脉冲波整流成直流。脉冲波为高电平时，整流二极管导通，此时将能量传给负载，脉冲波为低电平时截止，输出电流通过V3进行续流。当整流二极管V2由导通变为截止时，由于二极管的载流子移动会产生很大的反向恢复电流，这个反向恢复电流会沿着输出滤波电感和输出滤波电容传播到负载回路中。所以，沿着输出线传播的EMI噪声电流包含有两个部分，一部分是正常传送能量时所携带的开关基频与谐波的干扰电流，另一部分是二极管反向恢复电流所引起的干扰电流。这个沿着输出线正负端传播的噪声电流是差模噪声电流IDIFF。这种差模噪声电流会给负载电路带来非常不利的影响，特别是输出滤波电容滤波不足时，表现得特别厉害，它会影响负载电路中的模拟电路的灵敏度和数字电路的门限等，严重时，还会导致电路误触发，从而引起整个系统的工作不正常。3噪声抑制措施抑制电磁干扰（EMI）噪声应该从干扰源、传播途径和受扰设备入手。首先应该抑制干扰源，直接消除干扰原因；其次是消除骚扰源和受扰设备之间的耦合和辐射，切断电磁干扰的传播途径；第三是提高受扰设备的抗扰能力，减低其对噪声的敏感度。常用的方法是屏蔽、接地和滤波。3.1屏蔽屏蔽可以用来控制电场或磁场从空间的一个区域到另一个区域的传播，这是克服电场耦合干扰、。磁场耦合干扰以及电磁辐射干扰的最有效手段。屏蔽的目的是利用导电材料或高磁导率材料来减少磁场、电场或电磁场的强度。通常采用两层屏蔽技术，外层屏蔽材料的磁导率不是很高，但是其达到磁饱和的磁场强度却很高，内层屏蔽材料采用高磁导率，以充分吸收噪声。图6屏蔽示意图发挥屏蔽效果的关键是如何设计屏蔽盒的开口和连接部分之间的间隙。必须增多屏蔽盒的连接部分，从而使开口和间隙的最长的边减至最小。图7是几种良好屏蔽示例与不良示例的比较。图7屏蔽示例比较3.2接地为了阻止电路块之间出现噪声干扰，必须减小各个电路块之间的GND阻抗，以使来自各个电路块的GND电流不会互相干扰。通过加宽和缩短信号间的接地布局，可减小接地阻抗，这将减小对地势差。通常采用混合接板地方式，如图8所示。图8混合接地方式对于低频地电流，小电容阻抗很大，该方式相当于并行单点接地；对于高频电流，该方式相当于多点接板地。3.3滤波加装EMI电源滤波器是抑制EMI噪声最好的方法之一。在电源输入端加装EMI电源滤波器可以获得双重效果，它既可以抑制开关电源产生的EMI干扰传向电源端，亦可抑制来自电源端的EMI噪声对开关电源造成的干扰。在输出端也可加EMI滤波器。EMI滤波器典型结构如图9所示。图9EMI滤波器典型结构该电路由共模滤波电路和差模滤波电路组成。其中Ll和L2是绕在同一磁芯上的两只独立线圈，称为共模扼流线圈，其所绕线的圈数相同，线圈绕向相反。这样，EMI滤波器接入电路后，两个线圈内共模电流产生的磁通在磁罐内将互相抵消，因而不会使磁罐达到磁饱和，因此，两只线圈的电感值能保持不变。其中，L1、L2和两个电容Cy构成两个独立端口间的低通滤波器，可以抑制电源线上存在的共模EMI信号，以使这些共模EMI信号无法在电源线上进行传导。L3、L4是差模扼流线圈，Cx是差模滤波电容能够抑制差模信号。采用EMI滤波器后的滤波效果如图10所示。有图可知，噪声水平一限制在标准线之下。图10加装EMI滤波器后的传导噪声频谱图EMIFIL是由村田制作所推出的产品，可有效滤除EMI噪声，其内部结构、滤波原理与EMI滤波器一样，抑制噪声过程如图11所示。图11滤波器工作过程4总结如何使整机通过电磁兼容测试是系统设计人员越来越关心的事情。要全面、系统的解决电磁兼容问题，就必须从最初的设计和最基础的原理入手。研究表明，电磁兼容设计必须从系统研制的初期(即方案论证阶段)开始考虑，并应贯穿于研制过程的各个阶段。而且电磁兼容设计是实现系统电磁兼容的关键环节。有资料表明，若在产品开始研制时进行电磁兼容设计，大约90％的传导和辐射干扰都可得到控制，由此可见，从EMI噪声的产生开始分析，从中找到抑制EMI噪声的方法，并孰知有关的EMI噪声测试方法，对整机通过电磁兼容测试是大有裨益的。开关电源原理（希望能帮到同行的你更加深入的了解开关电源，温故而知新吗！！）

一、开关电源的电路组成[/b]：：

开关电源的主要电路是由输入电磁干扰滤波器（EMI）、整流滤波电路、功率变换电路、PWM控制器电路、输出整流滤波电路组成。辅助电路有输入过欠压保护电路、输出过欠压保护电路、输出过流保护电路、输出短路保护电路等。

开关电源的电路组成方框图如下：二、输入电路的原理及常见电路[/b]：：

1、AC输入整流滤波电路原理：①防雷电路：当有雷击，产生高压经电网导入电源时，由MOV1、MOV2、MOV3：F1、F2、F3、FDG1组成的电路进行保护。当加在压敏电阻两端的电压超过其工作电压时，其阻值降低，使高压能量消耗在压敏电阻上，若电流过大，F1、F2、F3会烧毁保护后级电路。

②输入滤波电路：C1、L1、C2、C3组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。当电源开启瞬间，要对C5充电，由于瞬间电流大，加RT1（热敏电阻）就能有效的防止浪涌电流。因瞬时能量全消耗在RT1电阻上，一定时间后温度升高后RT1阻值减小（RT1是负温系数元件），这时它消耗的能量非常小，后级电路可正常工作。

③整流滤波电路：交流电压经BRG1整流后，经C5滤波后得到较为纯净的直流电压。若C5容量变小，输出的交流纹波将增大。

2、DC输入滤波电路原理：①输入滤波电路：C1、L1、C2组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。C3、C4为安规电容，L2、L3为差模电感。

②R1、R2、R3、Z1、C6、Q1、Z2、R4、R5、Q2、RT1、C7组成抗浪涌电路。在起机的瞬间，由于C6的存在Q2不导通，电流经RT1构成回路。当C6上的电压充至Z1的稳压值时Q2导通。如果C8漏电或后级电路短路现象，在起机的瞬间电流在RT1上产生的压降增大，Q1导通使Q2没有栅极电压不导通，RT1将会在很短的时间烧毁，以保护后级电路。

三、功率变换电路[/b]：：

1、MOS管的工作原理：目前应用最广泛的绝缘栅场效应管是MOSFET（MOS管），是利用半导体表面的电声效应进行工作的。也称为表面场效应器件。由于它的栅极处于不导电状态，所以输入电阻可以大大提高，最高可达105欧姆，MOS管是利用栅源电压的大小，来改变半导体表面感生电荷的多少，从而控制漏极电流的大小。

2、常见的原理图：

3、工作原理：

R4、C3、R5、R6、C4、D1、D2组成缓冲器，和开关MOS管并接，使开关管电压应力减少，EMI减少，不发生二次击穿。在开关管Q1关断时，变压器的原边线圈易产生尖峰电压和尖峰电流，这些元件组合一起，能很好地吸收尖峰电压和电流。从R3测得的电流峰值信号参与当前工作周波的占空比控制，因此是当前工作周波的电流限制。当R5上的电压达到1V时，UC3842停止工作，开关管Q1立即关断。

R1和Q1中的结电容CGS、CGD一起组成RC网络，电容的充放电直接影响着开关管的开关速度。R1过小，易引起振荡，电磁干扰也会很大；R1过大，会降低开关管的开关速度。Z1通常将MOS管的GS电压限制在18V以下，从而保护了MOS管。

Q1的栅极受控电压为锯形波，当其占空比越大时，Q1导通时间越长，变压器所储存的能量也就越多；当Q1截止时，变压器通过D1、D2、R5、R4、C3释放能量，同时也达到了磁场复位的目的，为变压器的下一次存储、传递能量做好了准备。IC根据输出电压和电流时刻调整着⑥脚锯形波占空比的大小，从而稳定了整机的输出电流和电压。

C4和R6为尖峰电压吸收回路。

4、推挽式功率变换电路：

Q1和Q2将轮流导通。5、有驱动变压器的功率变换电路：T2为驱动变压器，T1为开关变压器，TR1为电流环。四、输出整流滤波电路[/b]：：

1、正激式整流电路：

T1为开关变压器，其初极和次极的相位同相。D1为整流二极管，D2为续流二极管，R1、C1、R2、C2为削尖峰电路。L1为续流电感，C4、L2、C5组成π型滤波器。

2、反激式整流电路：

T1为开关变压器，其初极和次极的相位相反。D1为整流二极管，R1、C1为削尖峰电路。L1为续流电感，R2为假负载，C4、L2、C5组成π型滤波器。

3、同步整流电路：

工作原理：当变压器次级上端为正时，电流经C2、R5、R6、R7使Q2导通，电路构成回路，Q2为整流管。Q1栅极由于处于反偏而截止。当变压器次级下端为正时，电流经C3、R4、R2使Q1导通，Q1为续流管。Q2栅极由于处于反偏而截止。L2为续流电感，C6、L1、C7组成π型滤波器。R1、C1、R9、C4为削尖峰电路。

五、稳压环路原理[/b]：

1、反馈电路原理图：

2、工作原理：

当输出U0升高，经取样电阻R7、R8、R10、VR1分压后，U1③脚电压升高，当其超过U1②脚基准电压后U1①脚输出高电平，使Q1导通，光耦OT1发光二极管发光，光电三极管导通，UC3842①脚电位相应变低，从而改变U1⑥脚输出占空比减小，U0降低。

当输出U0降低时，U1③脚电压降低，当其低过U1②脚基准电压后U1①脚输出低电平，Q1不导通，光耦OT1发光二极管不发光，光电三极管不导通，UC3842①脚电位升高，从而改变U1⑥脚输出占空比增大，U0降低。周而复始，从而使输出电压保持稳定。调节VR1可改变输出电压值。

反馈环路是影响开关电源稳定性的重要电路。如反馈电阻电容错、漏、虚焊等，会产生自激振荡，故障现象为：波形异常，空、满载振荡，输出电压不稳定等。

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六、短路保护电路：

1、在输出端短路的情况下，PWM控制电路能够把输出电流限制在一个安全范围内，它可以用多种方法来实现限流电路，当功率限流在短路时不起作用时，只有另增设一部分电路。

2、短路保护电路通常有两种，下图是小功率短路保护电路，其原理简述如下：当输出电路短路，输出电压消失，光耦OT1不导通，UC3842①脚电压上升至5V左右，R1与R2的分压超过TL431基准，使之导通，UC3842⑦脚VCC电位被拉低，IC停止工作。UC3842停止工作后①脚电位消失，TL431不导通UC3842⑦脚电位上升，UC3842重新启动，周而复始。当短路现象消失后，电路可以自动恢复成正常工作状态。

3、下图是中功率短路保护电路，其原理简述如下：

当输出短路，UC3842①脚电压上升,U1③脚

电位高于②脚时，比较器翻转①脚输出高电位，给

C1充电，当C1两端电压超过⑤脚基准电压时

U1⑦脚输出低电位，UC3842①脚低于1V，UCC3842

停止工作，输出电压为0V，周而复始，当短路

消失后电路正常工作。R2、C1是充放电时间常数，

阻值不对时短路保护不起作用。

4、下图是常见的限流、短路保护电路。其工作原理简述如下：

当输出电路短路或过流，变压器原边电流增大，R3

两端电压降增大，③脚电压升高，UC3842⑥脚输出占空

比逐渐增大，③脚电压超过1V时，UC3842关闭无输出。

5、下图是用电流互感器取样电流的保护电路，有

着功耗小，但成本高和电路较为复杂，其工作原

理简述如下：

输出电路短路或电流过大，TR1次级线圈感

应的电压就越高，当UC3842③脚超过1伏，UC3842

停止工作，周而复始，当短路或过载消失，电路自行恢复。

七、输出端限流保护：]：

上图是常见的输出端限流保护电路，其工作原理简述如上图：当输出电流过大时，RS（锰铜丝）两端电压上升，U1③脚电压高于②脚基准电压，U1①脚输出高电压，Q1导通，光耦发生光电效应，UC3842①脚电压降低，输出电压降低，从而达到输出过载限流的目的。

八、输出过压保护电路的原理：

输出过压保护电路的作用是：当输出电压超过设计值时，把输出电压限定在一安全值的范围内。当开关电源内部稳压环路出现故障或者由于用户操作不当引起输出过压现象时，过压保护电路进行保护以防止损坏后级用电设备。应用最为普遍的过压保护电路有如下几种：

1、可控硅触发保护电路：

如上图，当Uo1输出升高，稳压管（Z3）击穿导通，可控硅（SCR1）的控制端得到触发电压，因此可控硅导通。Uo2电压对地短路，过流保护电路或短路保护电路就会工作，停止整个电源电路的工作。当输出过压现象排除，可控硅的控制端触发电压通过R对地泄放，可控硅恢复断开状态。

2、光电耦合保护电路：

如上图，当Uo有过压现象时，稳压管击穿导通，经光耦（OT2）R6到地产生电流流过，光电耦合器的发光二极管发光，从而使光电耦合器的光敏三极管导通。Q1基极得电导通，

3842的③脚电降低，使IC关闭，停止整个电源的工作，Uo为零，周而复始，。

3、输出限压保护电路：

输出限压保护电路如下图，当输出电压升高，稳压管导通光耦导通，Q1基极有驱动电压而道通，UC3842③电压升高，输出降低，稳压管不导通，UC3842③电压降低，输出电压升高。周而复始，输出电压将稳定在一范围内（取决于稳压管的稳压值）。

4、输出过压锁死电路：

图A的工作原理是，当输出电压Uo升高，稳压管导通，光耦导通，Q2基极得电导通，由于Q2的导通Q1基极电压降低也导通，Vcc电压经R1、Q1、R2使Q2始终导通，UC3842③脚始终是高电平而停止工作。在图B中，UO升高U1③脚电压升高，①脚输出高电平，由于D1、R1的存在，U1①脚始终输出高电平Q1始终导通，UC3842①脚始终是低电平而停止工作。

九、功率因数校正电路（PFC）：

1、原理示意图：

2、工作原理：

输入电压经L1、L2、L3等组成的EMI滤波器，BRG1整流一路送PFC电感，另一路经R1、R2分压后送入PFC控制器作为输入电压的取样，用以调整控制信号的占空比，即改变Q1的导通和关断时间，稳定PFC输出电压。L4是PFC电感，它在Q1导通时储存能量，在Q1关断时施放能量。D1是启动二极管。D2是PFC整流二极管，C6、C7滤波。PFC电压一路送后级电路，另一路经R3、R4分压后送入PFC控制器作为PFC输出电压的取样，用以调整控制信号的占空比，稳定PFC输出电压。

十、输入过欠压保护：

1、原理图：

2、工作原理：

AC输入和DC输入的开关电源的输入过欠压保护原理大致相同。保护电路的取样电压均来自输入滤波后的电压。

取样电压分为两路，一路经R1、R2、R3、R4分压后输入比较器3脚，如取样电压高于2脚基准电压，比较器1脚输出高电平去控制主控制器使其关断，电源无输出。另一路经R7、R8、R9、R10分压后输入比较器6脚，如取样电压低于5脚基准电压，比较器7脚输出高电平去控制主控制器使其关断，电源无输出。

十一、电池管理：

1、电池管理原理图：

虚线框A内的零件组成电池启动和关断电路；虚线框B为电池充电线性稳压电路；虚线框C为电子开关电路；虚线框D为电池充电电流限制电路。

2、电池启动原理：

输入电压由INPUT和AGND端输入，分为三路。第一路经D7直接送后级和电池启动、关断电路。R28、R27、R26分压后的电压使U3导通（此电压在设计时已计算好了，正常工作时高于2.5V），光藕OT1导通。R25为U3提供工作电压，R23、R24为光藕的限流及保护电阻。

光藕导通后电源经R22、OT1、D9给Q4提供基极偏置电压，Q4导通，R21为Q4的下偏置电阻。继电器RLY1-A的线圈中有电流流过，继电器触点RLY1-B吸合，将电池BAT接入电路中。D4为阻止在Q4关断时继电器线圈产生的电动势影响后级电路，D5为防止在Q4关断时继电器线圈产生的电动势损坏Q4，将继电器线圈产生的能量释放。

3、电池充电稳压原理：

在通电的初期，由于Q3没有偏置而不导通，D3的正端无电压。电源经R1降压Z1稳压后给U1和U2提供工作电压。R2、U1组成基准电压，R13、R4、R5、R6、VR1组成电池电压检测电路，当U2②脚检测电压低于③脚电压时，其①脚输出高电平，经R14给Q2提供偏置电压，Q2导通、Q3也跟着导通，电源经Q3、D3、继电器触点RLY1-B、F1给电池BAT充电。

当U2②脚检测电压高于③脚电压时，其①脚输出低电平，Q2失去偏置电压而截止，Q3截止，D3的正端无电压，其负极电压下降，U2②脚检测电压也跟着下降，当U2②脚检测电压低于③脚电压时，其①脚输出高电平，Q2、Q3导通继续充电，如此周而复始，使D3的负端电压维持在某一设定值。调节VR1可以改变充电电压值。

4、电池充电限流原理：>

在充电的过程中，电流经Q3、RLY1-B、F1、BAT、R20回到地（AG