与glonass在射频硬件上的考虑

GPSand上图是GPS与GLONSS在频谱上的差异处[47]，GLONASS与GS都是展频通讯，但不同的是，GLONSS是分频多任务，每颗会发射不同的频道，每个频道相隔025M，51K，一共占了83Mz的带宽。而GS则是每颗都发射相同的频道(1575.42MHz)，但采用分码多任务的方式，连同主频两旁的波瓣，一共占了20MHz的带宽，GPS与GLONASS的规格如下表[86]:下图是GPS与GLONASS，分别降频后，在基频上的I/Q讯号频谱[47]RFComponentsSelection原则上，GPS与GLONASS在RF硬件上，是可以共享的。天线方面，其频率范围，必须涵盖1565MHz~1606MHz[47]。SAWFilter的带外噪声抑制能力，跟带内InsertionLoss，无法同时兼具，要小，Post-SAW的重点是抑制带外噪声能力要大[85]，所以其规格如下图[47]:SAWFilterGroupdelayripple过大，会使接收讯号的EVM过大。而由下式可知:EVM过大，则SNR会下度便会劣化。因此SAWFilter的Groupdelay不宜过大，最大不可超过6ns[85]DCS1800近GPS频率范围，以至于灵敏度劣化，常见的的组合如下[86]:由上表可知，IMD或谐波，GPS频率范围，SAWFilter是砍不掉的，eLNA(ExternalLNA)的线性度不好，Pre-SAW对于外来噪声的抑制能力又不够时，那么eLNA产生的IMD或谐波，Post-SAW是无法抑制的。因为这些都是带内噪声，Post-SAW的带外噪声抑制能力再好，都无济于且因为带外噪声抑制能力，InsertionLoss，无法同时兼具，因此倘若然会增加InsertionLoss，进而提升整体的NF，也必须要换一个带外噪声抑Pre-SAW。另外，一般而言，LNAInfineonBGA725L6为例[75]，虽然这是颗针对GPS讯号的LNA，操作频率为1550-1615MHz，但实际DCS180015dBGain。换言之，eLNA输出端的带外噪声，会比输入端还大，因此相较于Pre-且一样会因收发器的非线性，GPSIMD或谐波，进而使GPS灵敏度劣化。对于eLNA线性度要求如下[85]:由上图可频率方面VCTCXO比XO的稳定多了不管是高温还XO相比，VCTCXOVCTCXO需要一TRK_O_ADJ(9.6Modulation)9.6MHz164阶谐波，会以传导或辐射方式，GPS讯号(9.6MHzx164=1575MHz)。因此需要额外的RC低通滤波器，且MSM跟VCTCXO两端都要加XOTRK_LO_ADJ这组讯号，RF功能(FMBluetoothWLAN,GPS,2G/3G/4G)共颗XO，不用额外再添加其他的XO，加上XO本身已比VCTCXO便宜，因此在少了许多周遭组件的条件下，其成本、空间、耗电流，更VCTCXO节省许多。VCTCXO来的广。因此高通平台7VCTCXO8XOXO与VCTCXO的比较如下:以高通平台而言，其XO都是在PMIC附近，如下图[47]XO会与内建PMIC里头的震荡器电路，产生IC与周边电路，所需的参考Clock讯号。而热敏电阻，会侦测外界温度，进而透过ADC，将其转换为数字讯一般而言，XO的频率精密度，50ppm的误差，GPS来说，是无法接受的。因为所有RF功能中，因为GPS讯号及其微弱，因此对XO精密度要求最高。而GPS为展频通讯，会有43dB的处理增益[69]:倘若XO有所频偏，会使处理增益下降，进而影响灵敏度[47]图形表示，横轴为温度，纵轴为震荡频率飘移程度，即FT曲线(Frequency-TemperatureCurve每颗XO都有这样的曲线，该曲线若用方程式表示，如下式不同的参数值，会有不同的FT曲线，所以XO的校正，就是找出最佳曲线的参数，至于C0，就是室温下(25度~30度)，所对应到的频率飘移。因为在校正过程不可能去量测所有温度所对应到的震荡频因此FT曲线，温度，进而得到FT曲线。因此摆放 cement时，热敏电阻要靠近XO，这样而得到错误的FT曲线。若FT曲线错误，会影响GPS的灵敏度跟定位时间。而由下表得知，XOVCTCXO，在各种模式下的GPS灵敏度比较，其实已非常而前述提到，XO的频度稳定度较差，因此会在校正过程中，先做粗调，去调整PMIC内建的数字式电容，以补偿XO的频率误差。再做细调，也就是前述的FTXTAL_InXTAL_Out的走线长度过短，会使负载电容值过小，即便PMIC内建的数字式电容，也补偿不回来。那么此时便需要额外的电容，XO过小的负载电容值，以提升频率稳定度，如下图:值得注意的是，在Layout时，其额外电容的GND，不能跟表层共地，务必要自己一个独立的GND，也就是所谓的GNDIsland，然后多打GNDVia，连到Main如果跟表层共地，则GND的高频噪声，会透过其共地与落地的额外电容，窜到在工厂，会有良率问题。另外，其温度稳定性也要高，否则若其他RF功能在打TX讯号时，PCB温度升高，使得电容值有所误差，那么会进而影响震荡频率。由前述可知，或许即便XTAL_In跟XTAL_Out的走线长度过短，其过小的负载电容，都还可以靠额外的电容补偿回来。然而这意XOPMIC太近，PMIC的高温，会使XO的震荡频率有所误差。如果为了温度考虑，XOPMIC越远越好。但若离太远，意味着 cement时，其XO与PMIC的距离，太近或太远都不好。因为须将XTAL_In跟XTAL_Out的走线长度，控制在合理范围内。故一般而言，其XO与PMIC的距离，大约保持在5到10mm。另外，XTAL_IN/OUT的线宽，不要超过3mil，因为线宽细一点，可以提高热阻，进而避免振荡频率受PMIC的高温影[79]PAXTAL_InXTAL_Out的走线长度无关，而由下图可知，以高通平台为例，XTAL19.2MHz的模拟讯号，接着PMICADC19.2MHz的参考频率，再送入收发器的PLL中，透过VCO产生LO，再与基频讯号混波，产生主频。因此须XTAL讯号，其实并无太大谐波成分，真正富含大量谐波的讯号，是数字讯号的XO_OUTGNDPMIC与靠近收发器处，RC低通滤波器，当然，XO_OUT最好是可以走内层[93]RC低通滤波器的落地电容，同样也不能跟表层共地，GNDIsland的方式。否则其XO_OUT的高频噪声(19.2MHz的谐波)，会透过共地，窜到收发器中，进而污染VCO跟LO。LOPhaseNoise会劣化，则降频后，PhaseNoise会提升GPS讯号NoiseFloor，进而劣化灵敏度，如下图除此之外，倘若XO额外电容，也跟表层共地，则该XO_OUT的高频噪声，会透过共地，窜入XO，则波形会因为高频噪声，而有所失真，进而使得VCO跟LOPhaseNoise变大，GPS灵敏度。因此，GNDIslandLayout的一种保而XO的GND，当然也不能跟表层共地。除了避免XO被共地的噪声污染，同时GNDPad不能跟表层共地，Pad下方要挖空，XTAL_In跟PadGNDPadGNDViaMainGND。如此一来，便可同时避免震荡频率，PCB高温的影响或是SMPS(SwitchingModePowerSupply)以及前述的XO_OUT。因为这些走线，都富含大量的高频噪声，XO，所以务必要XTAL_In/XTAL_Out走线跟两GND的间距，至少7mil，避免寄生效应。XTAL_InXTAL_OutGND，GNDVia要多打，如此一来，即便GND，GNDViaMainGND，而不会耦合到Layout问题，XTAL_InXTAL_Out走线被噪声干扰，此时除了修改一般常见的噪声解法，多半是放Bypass电容，使噪声流到GND但XTAL_In/XTAL_Out走线，除了既有的额外负载电容外，如果再添加电容，会改变XO看出去的负载电容值，进而改变震荡频率那如果把额外负载电容，当Bypass电容使用呢假设额外负载电容为15pF，如果这15pF刚好能帮助你抑制噪声，当然是没问题。但实际上很难这么刚好，因此XO负载电容值的前提下，XTAL_In/XTAL_Out走线，不得再添加Bypass电容，所以Layout时就要特别。WTR1605L。其PhaseNoise变大，进而劣化GPS灵敏度[88]。XO要避免高温跟寄生效应外，更要远离处，因为XO会因为压电效应，其 cement时，要远离外部Connector处。最典型就是USB，否则会因为USBConnector外力插拔，其外力改变晶振的震荡频率[47]。如上图所示，PCB设计上，USB的接口处，不要一块跳水板这样延伸出来，PCB中，USB外力插拔，对晶振的压电效应除此之外，也要远离Vibrator，避免震荡频率受到影响而有所偏移以下我们来看几个cement的实际案例，如下图，XO的位置，离耳机孔很远，所以其震荡频率，不至于受到外力影响，而有所偏移。ShieldingFrame太像这样就还OK而以下图为例，XOShieldingFrameOK，不至于太近。但上方就是有可能会使XO走线太长，必要时可以改变收发器出Pin位置。至于如下图，XO离ShieldingFrame过近，会有寄生效应的疑虑，同时离耳机插近，会有压电效应的疑虑。亦即这样的cement，其震荡频率，会同时受到外力跟寄生效应影响。可以的话，尽可能挪一下位置，必要时可改变IC的出Pin位置。XO的校正，前述提到，在校正过程中，会先粗调，PMIC内建的数字式电容，XO的频率误差。再做细调，FT曲线。因此在校正时，必须考虑到实际使用的状态，一个是温度，一个是Shielding前述提到，当其RF功能，CDMA，Tx讯号时，PCB温度会升高，尤其是打最大功率时，即便XO离CDMA的PA再远，甚至是不同面，依然会受其高温影响。因此在XO校正过程中，必须使CDMA打最大TX功率，如此才能产生，真正实际使用时的FT曲线，否则一旦CDMA跟GPS同时开启，尤其是CDMA打最大TX功率时，则震荡频率会有所影响。再来是ShieldingCan，因为实际上在使用时，肯定是有放ShieldingCan，因此在XO校正过程中，必须放上ShieldingCan，ShieldingCanXO的寄生XO的频率误差。如果寄生效应过大，以至于补偿不回来，至少也可以先在研发阶段，修改cement，XOShieldingCan远些，必要时上方可开天窗，以否则ShieldingCan对XO的寄生效应，很可能到了量产时才爆发，那就会有良率GPS讯号极为微弱，RF功能中，GPSXO的要求是最严格的。XO的频偏，GPS的定位时间跟灵敏度。XO校正完后，需直接做GPS的灵敏度跟定位时间测试，以验证XO的良好与否。验证流程如下图:Step1.GPS测试，Pass，XO是良好的，RF功能的性能有原则上都XO造成的因为已通GPS性能的认证。Step2.承Step1，如果Fail，CLK讯号，如上图，把XO跟XTAL_IN路径的电容给拔掉。以 m平台为例，那就是直接用讯号产生输出一个模拟的19.2MHz正弦波讯灌入XO的输入Pad。如果在此情况下，GPS性能由Fail变Pass，现象跟着XO在走，那表示XO是Root-Cause，此时便要去排查原因为何?是XO来料不良，还是Layout问题，还是XO受到寄生效应/温度/压电性应的影响，以至于GPS性能Fail。此时便需要去排查其他原因为何?也许是匹配，也许是LNA……等等。LTEBand13Co-Co-existence[73]:GPS讯号频率，这用SAWFilter是无法滤除的。Filter无法滤除。便足以干扰GPS讯号。因此针对LTEBand13的谐波，必须加以抑制。dBm以下。在GPS天线端，必须抑制到-85dBm以下。Tx路径，LTEBand13的二阶谐波，LinkBudget如下[47]TXPathLTEBand13ConductedHarmonicsRejection首先TX由下图可知，Tx讯号带外噪声过大，GPSNoiseFloor，经过PA放大后，则提升。LTE在不同带宽下，GPS天线GPSNoiseFloor要求如下[47]因此为了符合上表NoiseFloor要求，PA输入端，SAWFilter，来抑制收发器输出的Tx讯号带外噪声，避免GPS灵敏度劣化。除此之外，LTEBand13二阶谐波，PA的带内频带内，发器输出LTEBand13二阶谐波，进而PA输出LTEBand13二阶谐波。由[88]可知，SAWFilter，对于二阶谐波的抑制，至少要25dB，而对GPSNoiseFloor的抑制，至少要有45dB。Layout时，SAWFilter前后的落地电容，切记不可与表层共地，因为谐波很可能会透过共地，从输入端直接跑到输出端，亦即SAWFilter抑制谐波的除此之外，SAWFilter的GNDPad，也不能跟表层共地，必须采用GND方式，因为谐波SAWFilter时，会透GNDPad，MainGND。如果GNDPad跟表层共地，则GNDPad上的谐波，一部分流到MainGND，一部分窜到表层的地，亦即谐波不会通通透过GNDPad流到MainGND，那么谐波抑制能力便大打折扣。GNDPadGNDIsland，且多打GNDVia，MainGND，如此方GNDPad上的谐波，MainGND，以达到最大谐波抑制之效。另外，GNDPad下层，一样GNDIsland，避免谐波Layer2的共地，使得谐波抑制能力大打折扣。当然，GNDVia一样要多打，确保谐波通通流到MainGND，以达到最大谐波抑制之效。而有些SAWFilter，因为对寄生效应较敏感，故下方须挖空。但即便如此，度而有所偏移，如下图:的频率响应往低频方向偏移，那么HighChannel可能会座落在Outband，则InsertionLoss瞬间变大。而GNDPad下层铺铜可以帮助散热，避免频率响应PA，PA是最大的非线性贡献者，所以其输出的LTEBand13二阶谐波不宜过大，过-42dBc，亦即不得超过-13dBm[47]。PA输出，GPS频带的NoiseFloor，另外，PADuplexer之间，会有一组Matching，如下图。我们以Matching1来PA厂商，Load-pull，PA输出阻抗，SmithChart的哪个区域范围，其谐波会最低，如下图:以上图为例，当PA的输出阻抗，座落在SmithChart的右下角时，其二阶谐波会最低。因此必Matching1SmithChart的右下角，这样才能PA输当然，从PA输出，一路到天线，都是Load-pull的一部分，亦即从PA输出一路Matching1PA输出最近的，Load-pull最大。Matching1要根据Load-pull，调到谐波最低之处。至于Matching2、Matching3、Matching4…….等，就调到一般的50即可。接着是因为Duplexer是由两个SAWFilter所构成，TXSAW，一个RXSAW。因此TX路径上，DuplexerSAWFilter来看待。既然如此，则对于抑制LTEBand13二阶谐波的能力，须有一定要求。一般而言，其抑制能力，至少要有45dB，ANTPort输出的二阶谐波，不得超过-58dBm。TDKB8620为例，LTEBand13Duplexer对于二阶谐波，51dB的抑制能力。当然，TX路径上，DuplexerSAWFilter来看待，Layout上，也必须比照SAWFilter。例如输入输出两端的落地电容不能共地，其GNDPad在表层也不能共地，GNDPad在下层依然GNDIsland，且多GNDVia连到MainGND。另外，DuplexerPA输出，InsertionLoss不宜过大，我们由下式作说明:345所谓Post-Loss，指的是PA输出的InsertionLoss由上式如果将量到的Power固定，那么Post-loss越大，则PA输出就越大，如下图由前述可知，PA输出LTEBand13二阶谐波，须小于-13dBm，这样在Duplexer45dB的谐波抑制能力情况下，ANTPort输出的谐波，才会小于-58dBm。如果Post-loss使得PA输出LTEBand13二阶谐波大于-13dBm，则在Duplexer45dB的谐波抑制能力情况下，ANTPort输出的谐波，就会大于-58dBm。如此可能会连带使得主天线端，LTEBand13的二阶谐波小于-75dBm，这个当然，TDKB8620为例，LTEBand13Duplexer，对于二阶谐波，有51dB亦即只要PA输出的LTEBand13二阶不超过-7dBm，使PA效率下降，耗电流提升，这可能会有Thermal的问题，如下图:Post-loss的增加，PA线性度下降，若再加上高温，则线性度会下降，会使ACLR跟EVM变的更差，这靠SAWFilter是砍不掉的。因此DuplexerInsertionLoss不宜过大，一般而言，2dB。Duplexer之后，则是LPF(LowPassFilter)，其二阶谐波抑制能力，30dB，亦即LPF输出的二阶谐波，不得超过-88dBm。当然，其LPF的Layout注意事项，依然比照SAWFilter办理，且Insertion依旧不宜过大或许有人会问，SAWFilter?LPFInsertionLoss会比SAWFilter小，LPFPA输出，因此在Post-loss越小越好的前提下，在此选择LPF。此外，也因为Duplexer已经有SAWFilter的功能了，所以在此就只需靠LPF来帮忙抑制谐波即可。Tx讯号带外噪声，GPSNoiseFloor上升而劣化，故必须放SAWFilter，不能只放LPF。再来NotchFilter如上图，LPF输出，可以再接一组串联的NotchFilter。假设电感为1.8nH，电4.6pF，则对于二阶谐波，至少可15dB的抑制能力，LTEBand13讯号InsertionLoss，0.1dB，NotchFilter，可使阻抗50因此计算一下，LPF输出的二阶谐波为-88dBm，NotchFilter，有15dB的抑制能力，ASM输入的二阶谐波为-88dBm–15dB=-103dBm。而电感的Q值越大越好如此才能有最小InsertionLoss，除此之Notch亦即二阶谐波的抑制能力。因此电感电容的误差范围要越小越好。然而，LTE的主天线端，LTEBand13的二阶谐波，必须要抑制到-75dBm以下，这个目标，ASM的性能决定。换言之，ASMTX路径上，二阶谐波的最主要贡献者[47]。PA是最大非线性贡献者，但由前述可知，PADuplexer、LPF、NotchFilter，若每个阶段都有确实抑制，其实PA输出二阶谐波，已经压到很低了。如前述，其ASM的输入端，都已经压到-103dBm了。ASM输出，并无任何抑制谐波的组件。也就是说，ASM之前，二阶谐波压到多低，只要ASM输出的谐波，超过-75dBm，那目标就是没达成。如此一来，是否意味着，ASM输入的谐波抑制，都是白费工当然不是，ASM输入，LTEBand13的主讯号，因此ASM输出的谐波，其实有两个来源，LTEBand13主讯号，ASM非线性另一个是ASM输入的二阶谐波透过ASM非线性效应造成的，如下图:所以，上述的LPF跟Notch，这些专为抑制谐波而添加的组件，其作用便是尽可能将ASM输入的谐波，压到最低。如此一来，则ASM输出的谐波来源，便只剩LTEBand13ASM的线性度够好，LTEBand13主讯号透过ASM造成的谐波小于-75dBm，则最终ASM输出的二阶谐波，就可以压到-75dBmQorvo的RF8889A其LTEBand13主讯号造成的二阶谐波，可压到-85dBm[89]。除此之外，我们简单做一下IMD3跟IMD5的计算[90]:IMD3=2f–f=fIMD5=3f–2f=我们由上图可知，IMD3E-UTRAACLR，IMD5UTRAACLR，而IMD3跟IMD5，都跟二阶谐波有关。换言之，倘若能将ASM输入的二阶谐波压到最低，ASM输出ACLR，不论E-UTRAUTRA，都会有所改善。ASM输入端的二阶谐波过大，ASM输出的二阶谐波，大于-75dBm。因为此时ASM输出的谐波来源，是ASM输入的二阶谐波在主宰如下图主讯号造成的二阶谐波，可压到-75dBm以下，ASM输出的二阶谐波，若ASM输入端的二阶谐波，则ASM输出的ACLR，不论是E-UTRA还是UTRA，述计算，若能将ASM输入的二阶谐波，到-103dBm以下，那么只要ASM的线性度够好，原则上ASM最终输出的二阶谐波，便可压到-75dBm以下。而ASM的Layout，正确应该如下图[89]SAWFilter的处理方式，GNDPad不能跟表层共地，GNDIsland方式，GNDViaMainGND。LTEBand13主讯号，会透过ASM非线性效应，产生二阶谐波。如果GNDPad跟表层共地，那么LTEBand13主讯号造成的二阶谐波会劣化，QorvoRF8889A，LTEBand13主讯号造成的二阶谐波，可压到-85dBm。但倘若GNDPad跟表层共地，则二阶谐波可能会大于-85dBm。最后是其实以传导路径而言，Connector才是最后一关。然而许多人忽略这点，以至于很可能二阶谐波面阶段都压得很但Connector没处理以至于最终LTE的主天线端，LTEBand13的二阶谐波，依然无法压到-75dBm以下，因此绝不可忽略Connector对二阶谐波的危害。倘若电压，刚好处在二极管临界电压时，则行为模式会如下图因为电压有到达临界电压，所以会导通，也就是On的状态。但若电压稍有个误差，好比少个0.1V或0.2V，那么此时电压低于临界电压，则二极管就不导通，也就是Off。但若电压又恢复正常，此时电压又有到达临界电压，那么二极管又会呈现On的状态。换言之，倘若电压刚好处在二极管临界电压时，则二极管的行为模式，会呈现:On=>Off=>On=>Off=>O……的状态。ConnectorGNDPad，GNDVia打太少则该ConnectorGNDPad有时可以跟MainGND导通，OnMainGNDOff的状态。换言之，其Connector的接地状况，其实也是有个临界点。超过该临界点，表示接地良好，那么此GNDPadMainGND导通，呈On的状态。反之，若低于临界点，表示接地不好，那GNDPadMainGND不导通，呈Off的状因此，ConnectorGNDPad，GNDVia打太少会使得接地状况不稳定，亦即此时接地状态，会处在临界点。若接地良好，则呈现On的状态。若接地不好，则呈现Off的状态。换言之，此时的Connector接地的行为模式，会呈现:On=>Off=>On=>Off=>On……的状态。式，进而产生谐波。LTEBand13的主讯号，Connector时，就会因为其宛如二极管的行为模式，进而产生谐波，使得二阶谐波无法压到-75dBm以Layout时，ConnectorGNDPad，GNDVia要尽可能多打，使其接地状况稳定良好，避免谐波的产生。当然，在工厂打件时，也要注意SMT问题，GNDPad有空焊或虚焊的现象，否则一样会有接地不稳定的状况，进而产由下图可知，LTEBand1322dBm时TxConnectorGPSNoiseFloor，TxonTxOff确实有明显GPSNoiseFloor，达到前述的要求，GPS讯号的危害GPSPathLTEBand13再来GPS路径，前述提到，LTE的主天线端，LTEBand13的二阶谐波，主天线与GPS天线间，至少要有10dB的度。当然，LTEBand13的主讯号，也会透过主天线，辐射到GPS天线，GPS路径，LTEBand13最大功率24dBm，而主天线与GPS天线的度，至少10dB，意味着进入GPS天线的LTEBand13主讯号，14dBm，如下图:TX路径，LTEBand13为主讯号，着重在二阶谐波的抑制，GPS路径的主讯号，当然是GPS讯号，LTEBand13二阶谐波的抑制，因为会同时砍到GPS讯号。而是应该要着重于，灌入GPSLTEBand13主讯号。首先DSM(DiversitySwitch如上图，DSM输出的二阶谐波，有两个来源，LTEBand13主讯号，透过DSM非线性效应造成的。DSM输入的二阶谐波，DSM非线性效应造成的。但若TX路径的谐波抑制有做好，且主天线跟GPS天线间的度，10dB，GPS天线的二阶谐波，压在-85dBm以下，那么原则上，DSM输出的二阶谐波，LTEBand13主讯号一项因素在主宰。DSM的线DSM，14dBmLTEBand13主讯号，灌入DSM后，其输出端的二阶谐波，要压在-85dBm以下[47]。反之，GPS天线的二阶谐波，一开始就没有压在-85dBm以下，加上二GPS频率，GPS路径上，没有任何抑制措施。DSM输出的二阶谐波，会由灌入GPS天线的二阶谐波在主宰，此时即便DSM的线性度但最终DSM输出的二阶谐波，依然大于-85dBm。当然，DSMLayout，ASM，GNDPad不能跟表层共地，且须采用则最终DSM输出的二阶谐波，也是会大于-85dBm。再来NotchFilterSAWFilter的带外噪声抑制能力，InsertionLoss，无法同时兼具，要小，因此带外噪声的抑制能力，可能会差了一些。NotchFilterHPF，LTEBand13主讯号抑制下来。如下图:由上图可知，NotchFilter，LTEBand13主讯号的抑制，25dB，InsertionLoss0.3dB，算还可以接受，故LTEBand13主讯号，经过这组NotchFilter后，可到-11dBm以下，且串联电容还可DCBlock使用以上图的NotchFilter架构为例，最后落地的是电感，因此这颗电感，其GND不能跟表层共地，GNDIsland，且多打GNDViaMainGND，如下图如果共地的话，亦即LTEBand13主讯号，会有一部分能量流到表层共地，不会完全流MainGND，亦即NotchFilterLTEBand13主讯号的能力会有所下而电感的Q值越大越好如此才能有最InsertionLoss除此之外Notch亦即二阶谐波的抑制能力。因此电感电容的误差范围要越小越好。NotchFilter/HPF之后，Pre-SAW由前述可知，Pre-SAWLTEBand13主讯号的抑制能力，40dB。由于我们已先NotchFilter来抑制一部分，Pre-SAW之后，LTEBand13主讯号大约为-51dBm。在表层也不能共地。GNDPad在下层依然要铺铜GNDIsland，且多GNDViaMainGND。如果共地，Pre-SAWLTEBand13主讯号的能力，会eLNA(ExternalLNA)，eLNAGPS路径上，最大的非线性贡献者。的线性度不佳，使得输出二阶谐波过大，加上由前述已知，GPS必须有所要求。由[16]可知，一个-25dBmLTEBand13主讯号，eLNA后，其产生的二阶谐波，必须压到-56dBm以下。另外，DSM一般，eLNA输出的二阶谐波，也有两个来源，LTEBand13主讯号，eLNA非线性效应造成的。另一eLNA输入的二阶谐波，透过eLNA非线性效应造成的，如下图:前述提到，GPS天线端的二阶谐波，必须抑制到-85dBm以下，再加DSM、NotchFilter、Pre-SAWInsertionLoss，eLNA输入端的二阶谐波，原则上eLNAL