《通信概论》第3章 脉冲编码调制与增量调制

第3章脉冲编码调制与增量调制3.1引言

3.2模拟信号的抽样（抽样定理）

3.3脉冲振幅调制（PAM）

3.4模拟抽样信号的量化

3.5脉冲编码调制（PCM）

3.6差分脉冲编码调制（DPCM）系统

3.7增量调制（ΔM）系统

本章内容简介一.模拟信号与数字信号声强

炭精送话器

电压VR

炭精

tRVRt

E

(a)声信号(b)声电转换电路(c)电信号

图3-1

声波通过炭精送话器产生模拟话音信号

■模拟信号第三章模拟信号的数字传输3.1引言模拟话音信号的特点：●时间取值连续性

时间取值连续性表明在任意小的时间段（⊿t≠0）内的这种信号必须用无数点的瞬时值来表达。●幅度取值连续性

幅度取值连续性表明在任意小的限定幅度（最大Vmax，最小Vmin，且Vmax-Vmin≠0）范围内，任一时刻的信号幅度有无限多的取值可能。

我们通常把时间段（⊿t≠0）内的这种必须用无数点的瞬时值来表达，其幅度有无限多种取值可能（尽管有最大，最小值限制）的这种模拟信号称作连续时间模拟信号，而把时间上不连续的模拟信号为离散时间模拟信号。

一.模拟信号与数字信号3.1引言■模拟信号第三章模拟信号的数字传输数字信号是时间和幅度取值都不连续的(称为离散的)信号。

TcTcT

10101101

t1t2t3t4t5t6t7t8t

（a）二进制数字信号

10213221

t1t2t3t4t5t6t7t8t

（b）四进制数字信号

图3-2典型的两种数字信号

上图示出的两种数字信号都是单极性（只有正电平和零电平，没有负电平）的不归零（代表“1”或“2”和“3”的正脉冲电平维持整个码元宽度Tc）矩形码。实际中可能采用双极性（不仅有正电平和零电平，还有负电平）的，或者是归零码（代表“1”或“2”和“3”的正脉冲电平维持一定宽度τ，τ≤Tc），码的形状也不一定是矩形。

一.模拟信号与数字信号3.1引言■数字信号第三章模拟信号的数字传输①强的抗干扰能力

数字信号只要畸变的程度被控制在不超过某一限度，接收端可以无失真地恢复原信号。

（a）发送数字信号

（b）受干扰畸变的信号

（c）再生判决时钟

（d）恢复的数字信号

图3-3从受干扰畸变的信号中正确再生原始数字信号

一.模拟信号与数字信号3.1引言■数字通信的优越性第三章模拟信号的数字传输一.强的抗干扰能力二.传输距离远，信号质量好三.便于加密，保密性强四.能够进行时分多路复用便于与各种非话数据业务综合便于处理设备的大规模集成电路化■数字通信的缺点●占用频带较宽（一路模拟话音占用频带约4kHz，而一路PCM数字话音信号要占用频带60kHz以上）。●数字信号传输处理设备较复杂，技术要求较高。一.模拟信号与数字信号3.1引言■数字通信的优越性第三章模拟信号的数字传输抽样量化编码抽样器量化器编码器连续模拟信号离散模拟信号多进制数字信号二进制数字信号

e(t)es(t)eq(t)c(t)

抽样脉冲序列s(t)

图3-4

从模拟信号到数字信号的三个阶段

二.模拟信号的数字化过程3.1引言第三章模拟信号的数字传输（b）抽样脉冲序列

v70v1v2v3v4v5v6Vmax

e（t）

0Ts

2Ts3Ts4Tst

（a）连续模拟信号

s（t）

0Ts

2Ts3Ts4Tst

图3-5

抽样器输入的典型连续模拟信号与抽样脉冲序列

二.模拟信号的数字化过程3.1引言第三章模拟信号的数字传输c（t）

100111100001

0Ts

2Ts

3Ts4Tst

（c）编码器输出的二进制数字信号

图3-6典型模拟信号到数字信号的转换波形示意图

e（t）

v70v1v2v3v4v5v6Vmax

0Ts

2Ts3Ts4Tst

（a）抽样器输出的离散模拟信号⊿v

（b）量化器输出的多进制（M=8）数字信号量化误差二.模拟信号的数字化过程3.1引言第三章模拟信号的数字传输三.模拟信号的数字传输3.1引言模拟信源模拟信宿模拟信号数字化数字信号模拟化数字传输系统噪声图3-7模拟信号的数字传输抽样、量化、编码译码、低通滤波图3-8汇接交换和中继传输的数字化举例模拟用户终端模拟市话交换机模拟市话交换机模拟用户终端数字汇接交换机用户线用户线中继线中继线第三章模拟信号的数字传输3.2模拟信号的抽样(抽样定理)一．抽样定理

抽样定理表明：一个频带限制在0～fH

赫兹内的连续时间信号m(t)，如果以不大于1/2fH秒的时间间隔对它进行等间隔抽样，则m(t)将被得到的抽样值信号ms(t)完全确定。这一准则称为奈奎斯特准则。我们通常把1/2fH秒的时间间隔称作奈奎斯特抽样间隔，把它的倒数2fH（单位“赫兹”）称作奈奎斯特抽样频率，这是保证从抽样值恢复原始模拟信号所要求的最低抽样速率。实际在对模拟信号进行抽样时所使用的抽样速率fs应满足：

fs

≥2fH第三章模拟信号的数字传输3.2模拟信号的抽样(抽样定理)二．抽样信号及频谱m(t)

M(ω)

t

-ωH0ωHω

(a)连续模拟信号及频谱

Tt

ωs=2π/T

ω

(b)抽样冲激序列及频谱

ms(t)

=m(t)δωs

(t)

Tt

-ωs-ωH0ωHωsω

图3-9抽样后信号ms(t)的波形及频谱

(3.2-1)(3.2-2)(3.2-3)当fs

≥2fH或ωs≥2ωH时，利用截频为fH

的低通滤波器就可以从m

s(t)中恢复m(t)第三章模拟信号的数字传输3.2模拟信号的抽样(抽样定理)三．模拟信号的恢复Tt

-ωs-ωH0ωHωsω

(3.2-2)(3.2-3)模拟信号m(t)ms(t)

=m(t)δωs

(t)

(3.2-1)从ms(t)恢复原模拟信号m

(t),将其通过截止频率为fH

(或ωH)的理想低通滤波器G2ωH(ω)即可。设低通滤波器增益为1,则(3.2-4)m(t)第三章模拟信号的数字传输3.2模拟信号的抽样(抽样定理)三．模拟信号的恢复对于应用时域卷积定理，可得(3.2-4)m(t)(3.2-5)Tt模拟信号m(t)图3-10第三章模拟信号的数字传输带限滤波器抽样电路m(t)ms(t)s(t)抽样的实现低通滤波器m(t)抽样的恢复CMOS模拟开关

连续模拟信号m(t)输出离散抽样信号ms(t)

抽样脉冲序列

s(t)

图3-11

抽样的CMOS模拟开关实现3.2模拟信号的抽样(抽样定理)四．抽样与恢复的实现H(f)

fH

是原来连续模拟信号的最高频率-fH

0fH

f

图3-12抽样恢复的低通特性

H(f)

当fs

>2fH时，非理想低通也可恢复连续模拟信号-fH

0fH

f

第三章模拟信号的数字传输■设带通模拟信号最高频率fH是带宽B的整数倍，即fH

=nB则最小抽样频率只须满足fs

=2B

，便可得到如下抽样后信号ms(t)的频谱0fs3fsf-fs-3fsMs(ω)2fs-2fs3.2模拟信号的抽样(抽样定理)五．带通信号的抽样与恢复对于带通型连续时间模拟信号m(t)，其频谱如下可以证明，抽样频率不一定要满足fs

≥2fH。0fH-BfHf-fH+B-fHM(ω)从频谱可见，只要将抽样后信号ms(t)通过一与原连续模拟信号频带相应的带通滤波器，便可恢复原连续模拟信号m(t)

。第三章模拟信号的数字传输■对于带通模拟信号最高频率fH不是带宽B的整数倍情况，设

fH

=nB+kB

n是fH/B的最大整数，0<k<1.

可以证明，最小抽样频率只须满足

fs

=2B+2(fH

–nB)/n=2B(1+k/n)即可。该情况下，频谱间不发生重叠(有隔离带),利用原连续模拟信号频带相应的带通滤波器，可恢复原连续模拟信号m(t)

。0fs3fsf-fs-3fsMs(ω)2fs-2fs(3.2-6)(3.2-7)(3.2-8)3.2模拟信号的抽样(抽样定理)五．带通信号的抽样与恢复第三章模拟信号的数字传输图3-13常见脉冲调制波形示意图3.3脉冲振幅调制(PAM)一．几种常见脉冲调制波形基带模拟信号m(t)t脉冲载波s(t)t脉冲振幅调制PAMt脉冲宽度调制PDMt脉冲位置调制PPMt第三章模拟信号的数字传输3.3脉冲振幅调制(PAM)二．PAM信号的产生与恢复

设基带模拟信号为m(t)，脉冲载波信号为s(t)，脉冲振幅调制过程通过模拟基带信号m(t)与脉冲载波信号为s(t)的相乘来实现，该过程也可看作脉冲序列s(t)对基带模拟信号m(t)的抽样。抽样信号的频谱可表示为(3.3-1)抽样脉冲幅度A抽样脉冲宽度τ基带模拟信号m(t)的频谱M(ω)抽样脉冲序列s(t)的频谱S(ω)第三章模拟信号的数字传输3.3脉冲振幅调制(PAM)二．PAM信号的产生与恢复图3-14矩形脉冲载波的PAM波形及频谱m(t)tS(ω)ω2ωH-2ωH02π/τ-2π/τms(t)t曲顶抽样或自然抽样Ms(ω)ω2ωH-2ωH02π/τ-2π/τs(t)tτT=1/fs=1/2fHM(ω)ω-ωHωHωH=2πfH截止频率fH

的理想低通可恢复原模拟信号1．自然抽样PAM信号的产生与恢复第三章模拟信号的数字传输3.3脉冲振幅调制(PAM)二．PAM信号的产生与恢复2．瞬时抽样PAM信号的产生与恢复tms(t)m(t)t原连续时间模拟信号平顶抽样或瞬时抽样后信号脉冲变窄电路1/H(ω)m(t)ms(t)mH(t)Ms(ω)MH(ω)图3-16平顶抽样PAM信号的恢复原理截止频率fH

的低通滤波器M(ω)脉冲展宽电路H(ω)m(t)δT(t)ms(t)mH(t)Ms(ω)MH(ω)图3-15平顶抽样信号的产生原理M(ω)第三章模拟信号的数字传输3.4模拟抽样信号的量化

量化是将具有无限数目取值范围的离散抽样信号用有限个固定电平的脉冲信号来近似表示。这种有限个固定电平的脉冲信号原则上就是数字信号。根据这有限个固定电平（应该在模拟信号的幅度范围之内，对于单极性信号为0～Vmax，对于双极性信号为-Vmax

～+Vmax）的选取和划分方法，量化分为●均匀量化—M个量化电平间隔(量化阶步)Δv=qi+1-qi相等。●

非均匀量化—M个量化电平间隔Δv=qi+1-qi不相等。m(t)ms(t)=m(kTs)mq(t)=mq(kTs){q0,q2,……,qM-1}抽样器量化器第三章模拟信号的数字传输m1m2m3m4m5m6m7m0m8q8q7q6q5q4q3q2q1Ts2Ts3Ts4Ts5Ts6Ts7Ts8Ts9Ts10TstΔv3.4.1均匀量化3.4模拟抽样信号的量化均匀量化将输入信号的变化范围均匀分为M等份，设被抽样模拟信号幅度变化范围a～b，则M份均匀量化的量化间隔为

(3.4-1)量化误差±0.5Δv量化值mq量化区间图3-17四舍五入均匀量化过程示意图量化值mq抽样值ms(3.4-2)第三章模拟信号的数字传输3.4.1均匀量化

量化过程会产生误差，称为量化误差。当模拟信号采样值幅度落在i⊿v～(i＋1)⊿v之间时●若用i⊿v表示(只舍不入量化法)，则最大量化误差为⊿v；●若依四舍五入方法取i⊿v或(i+1)⊿v时，最大量化误差为

0.5⊿v。前者的较大量化误差，事实上可以在接收方从编码信号恢复抽样值时给其0.5⊿v的增加量予以补偿，即可做到和四舍五入近似法等效。

3.4模拟抽样信号的量化■四舍五入量化法和只舍不入量化法■均匀量化的量化噪声功率和量化信噪比第三章模拟信号的数字传输3.4.1均匀量化3.4模拟抽样信号的量化■均匀量化的量化噪声功率和量化信噪比平均量化噪声功率

(3.4-3)量化信噪比平均信号功率

(3.4-4)第三章模拟信号的数字传输[例3.4.1]设模拟抽样在-a～+a范围内等概率取值，试求量化过程中产生的平均量化噪声功率、平均信号功率和量化信噪比。3.4.1均匀量化3.4模拟抽样信号的量化■均匀量化的量化噪声功率和量化信噪比①平均量化噪声功率②平均信号功率③量化信噪比第三章模拟信号的数字传输3.4.2非均匀量化3.4模拟抽样信号的量化

均匀量化较易于实现，但均匀量化的量化误差（如0.5⊿v）不随被量化信号的幅度变化。这意味着，当信号幅度很小时，量化信噪比很小。这对于小数值概率比大数值概率要大得多的话音抽样信号来说及为不利，解决的办法是非均匀量化。

非均匀量化和均匀量化不同的是，这M个量化电平之间的间隔，即量化间隔或量化阶步是不相等的。为改善小信号区的量化信噪比，在量化电平数目M不变情况下，大信号区使用的量化阶步较大；小信号区使用的量化阶步较小。

在量化电平数目M不变情况下，非均匀量化用于改善小信号的量化信噪比性能，但会对大信号量化的量化信噪比带来一定的损失。第三章模拟信号的数字传输■非均匀量化的实现原理与方法压缩编码解码扩张均匀量化信道

抽样值恢复值图3-18

通过发送方的压缩和接收方的扩张实现非均匀量化

3.4.2非均匀量化3.4模拟抽样信号的量化第三章模拟信号的数字传输

压缩器均匀量化器7输出压缩特性

66.16.5

32.62.5

54210A0.4输入

A′B′

A″B″

B5.6

图3-19（a）发送方非均匀量化过程（压缩特性）■非均匀量化的实现原理与方法3.4.2非均匀量化3.4模拟抽样信号的量化第三章模拟信号的数字传输

图3-19（b）接收方对非均匀量化的恢复（扩张特性）扩张器7

输入

6.565扩张特性4

2.53210

AR′BR′AR0..375

输出BR5.8AR与BR分别作为A和B的接收恢复值，产生的量化误差分别是0.025和0.2

■非均匀量化的实现原理与方法3.4.2非均匀量化3.4模拟抽样信号的量化第三章模拟信号的数字传输

yμ律压扩特性yA律压扩特性

1.01.00.8a0.8a0.6b0.6b0.4c0.4c0.20.20.0x0.0x0.00.20.40.60.81.00.00.20.40.60.81.0（a:μ=255；b:μ=5；c:μ=0）

(a:A=83.6；b:A=2；c:A=1)图3-20

两种用于话音数字化的标准的对数压扩特性

3.4模拟抽样信号的量化3.4.2非均匀量化■对数压扩特性■

μ律压扩特性

(3.4-10)

■

A律压扩特性

(3.4-11)

第三章模拟信号的数字传输3.4模拟抽样信号的量化3.4.2非均匀量化■μ律对数压扩特性对均匀量化信噪比的改善■A律对数压扩特性的导出考虑■

对于小信号情况（假设μ=100）■

对于大信号情况（假设μ=100）■

量化间隔⊿x与信号取值x成线性关系，要求压扩特性各点的斜率导出修正A律第三章模拟信号的数字传输3.4模拟抽样信号的量化3.4.2非均匀量化■A律对数压扩特性的13折线近似输出y7/86/815/84/83/82/81/80输入x

01/1281/641/321/161/81/41/21①②③④⑤⑥⑦⑧第7大段第8大段第1大段图3-21A律十三折线近似对数压扩特性

第三章模拟信号的数字传输3.4模拟抽样信号的量化3.4.2非均匀量化■A律对数压扩特性的13折线近似A律13折线近似中，将信号正负两部分都分成相同的8个不等的大段。为进一步减小量化误差，每大段又分成相等的16小段。整个信号范围共分16×16=256小段，即256个量化阶步。设最小的量化阶步δmin(第1和第2大段中的一个小段δ1和δ2)为△，则△=（1/128）÷16＝1/2048最大的量化阶步δmax(第8大段中的一个小段δ8)为1/32=64

△。A律十三折线近似各大段的端点电平值和量化阶步量化δ1=

δ2=

δ3=

δ4=

δ5=

δ6=

δ7=

δ8=

阶步△

△2

△4△8△16

△32△64

△大段号

①

③

④

⑤

⑥

⑦

⑧

②

端点0～16△

～

32△

～

64

△

～

128△

～

256△

～

512△

～

1024△

～值16△32△64

△128△256△512△1024△2048

△第三章模拟信号的数字传输3.5脉冲编码调制（PCM）3.5.1PCM编解码原理抽样量化编码信道译码低通滤波m(t)ms(t)mq(t)c(t)c(t)mq(t)m(t)发送方接收方噪声图3-22PCM通信系统方框图第三章模拟信号的数字传输一．自然二进制码与折叠二进制码表3-116电平双极性量化信号的二进制码

1511111111

样值极性量化电平序号自然二进制码折叠二进制码

正1411101110

1311011101

极1211001100

1110111011

性1010101010

910011001

810001000701110000负601100001501010010极401000011

300110100性200100101100010110000000111

折叠二进制码除极性码外，其他三位码（称作幅度码或电平码）是关于零电平对称的，即两个样值的绝对值只要相同，编出的折叠二进制码的幅度码（或电平码）一定相同。

折叠二进制码的上述特点使得它有一个特别的好处，就是在传输中如果出现误码，对小信号的影响较小。

3.5脉冲编码调制（PCM）3.5.1PCM编解码原理第三章模拟信号的数字传输3.5脉冲编码调制（PCM）3.5.1PCM编解码原理图3-23逐次比较型PCM编码器整流器保持电路比较器7/11变换电路PAM输入Is后7位码C2～

C8极性码C1恒流源记忆电路Iw本地译码图3-24电阻网络型PCM译码器记忆电路7/11变换电路寄存读出恒流源极性控制放大器

PCM写入脉冲

PAM

输出写入读出第三章模拟信号的数字传输●C1

：极性码—

样值正极性X1=“1”，负极性X1=“0”。●C2C3C4

：大段落码—

样值落在第1大段（0≤Vs≤1/128）时，C2C3C4=“000”；样值落在第2大段（1/128≤Vs≤1/64）时，C2C3C4=“001”；……样值落在第8大段（1/2≤Vs≤1）时，C2C3C4=“111”。●C5C6C7C8

：段内电平码—

样值落在某大段的第1小段（靠近大段低端）时，C5C6C7C8=“0000”；样值落在某大段的第2小段时，C5C6C7C8=“0001”；……样值落在某大段第16小段（靠近大段高端）时，C5C6C7C8=“1111”。

二．A律13折线近似的折叠二进制编解码A律13折线近似中，整个信号输入范围(-Vmax～+Vmax

)共分为16×16=256小段，用8位折叠二进制码来表示。

C5C6C7C8

C1C2C3C43.5脉冲编码调制（PCM）3.5.1PCM编解码原理第三章模拟信号的数字传输

设最小的量化阶步（第一和第二大段中的一个小段）为△，则

△=（1/128）÷16＝1/2048由此可以得到用“△”表示的各大段的端点电平值及量化阶步：

二．A律13折线近似的折叠二进制编解码3.5脉冲编码调制（PCM）3.5.1PCM编解码原理A律十三折线近似各大段的端点电平值和量化阶步量化δ1=

δ2=

δ3=

δ4=

δ5=

δ6=

δ7=

δ8=

阶步△

△2

△4△8△16

△32△64

△大段号

①

③

④

⑤

⑥

⑦

⑧

②

端点0～16△

～

32△

～64

△

～128△

～256△

～512△

～1024△

～值16△32△64

△128△256△512△1024△2048

△第三章模拟信号的数字传输01/81/4⑦δ7＝32△1/2⑧δ8＝64△1

0256△512△1024△2048△

01/16⑤δ5＝8△1/8⑥δ6＝16△1/4

032△64△128△256△512△

01/1281/64③δ3＝2△1/32④δ4＝4△1/16016△32△64△128△0①δ1＝△1/128②δ2＝△1/64016△32△图3-25A律十三折线近似非均匀分段示意图

二．A律13折线近似的折叠二进制编解码3.5脉冲编码调制（PCM）3.5.1PCM编解码原理第三章模拟信号的数字传输解:

①因为Vs为正极性，则C1＝“1”

；

②又因为抽样信号电平绝对值|Vs|=0.2×2048△=403.6△，落在了A律13折线的分段的第六大段（端点为256△和512△）中，则C2C3C4

＝“101”；

③再根据第六大段中的小段（量化阶步）δ6＝16△；用抽样信号电平403.6△减去第六大段下限值256△，将减得结果除以量化阶步δ6＝16△，来决定抽样信号落在第六大段的哪一个小段中。因为（403.6△-256△）/16△=3.6,说明抽样信号幅度落在第六大段中的第10小段中,则C5C6C7C8

＝“1001”。

至此我们得到对给定抽样信号Vs的编码结果为“11011001”。其实它是400△～416△之间所有抽样值的编码结果。

[例]设归一化抽样信号电平幅度Vs＝＋0.2，求A律13折线编出的8位折叠二进制码C1C2C3C4C5C6C7C8

。二．A律13折线近似的折叠二进制编解码3.5脉冲编码调制（PCM）3.5.1PCM编解码原理第三章模拟信号的数字传输解：①Vs的编码值“11011001”，则极性码C1＝“1”，大段落码C2C3C4＝“101”，段内电平码C5C6C7C8

＝“1001”。

②由①可以得到Vs为正极性；抽样信号电平应落在第六大段的第10小段内，即在（256△+9×16△）与此（256△+10×16△）之间，则解码器解码输出结果应为

③Vs′＝+（256＋9×16＋0.5×16）△＝+408△

或Vs′＝+（408/2048）≈+0.1992

比较以上两个例子，实际是对同一抽样信号的编码和解码，解码的结果和原始抽样信号的电平出现了误差，着就是量化造成的误差。本例产生的量化误差（最大信号电平归一化）是0.0008或1.6△

。

[例]

设“11011001”是对某抽样信号Vs按A律13折线近似编出的折叠二进制码，试求其解码结果，即Vs′的幅度电平。二．A律13折线近似的折叠二进制编解码3.5脉冲编码调制（PCM）3.5.1PCM编解码原理第三章模拟信号的数字传输■PCM编解码器典型电路I2914具有下列主要特性：①

可选择的A律/μ律压扩特性；②

可提供固定数据速率（1.536/1.544/2.048Mb/s）和可变数据速率（64kb/s～4.096Mb/s）两种工作模式；③

采用异步时钟方式；④

内含发送话路/接收话路低通滤波器；⑤

高稳定基准电源；⑥

降功耗控制及自环测试能力；⑦

可与I2911、I2912等电路兼容；⑧

电源±5V；⑨

NMOS/HCMOS工艺；⑩

24脚DIP封装。3.5脉冲编码调制（PCM）3.5.1PCM编解码原理第三章模拟信号的数字传输3.5脉冲编码调制（PCM）3.5.1PCM编解码原理发送滤波器抽样保持DAC比较器逐次逼近寄存输出寄存器基准电压D/A控制增益控制接收滤波器缓冲抽样保持DACD/A控制逻辑输入寄存器控制逻辑基准电压自动调零NC19

16OUTPCM

IN+2117TST/CPDT

IN-2218SIGT/A-μGST23

15FST

14CPT

5PDN

GSR46CPX

7ALT

10INPCM

PWRO+29CPDR

PWRO-38SIGR

24112201113V+V-GNDDGNDAFSRCPR图3-26I2914集成PCM编解码器电路功能方框图

I2914电路结构第三章模拟信号的数字传输3.7增量调制（ΔM）系统

当DPCM系统的量化电平数为2，而预测器是一个延迟为Ts的延迟线时，该DPCM系统就成为增量调制(ΔM或DM)系统。图3-24差分脉冲编码调制（DPCM）系统原理(a)DPCM编码器量化抽样预测编码m(t)mkeqkpokm´kmk~+-加法器译码预测m´kmk~加法器(b)DPCM译码器信道pok图3-27增量调制（ΔM）系统结构框图之一(a)ΔM编码器二电平量化抽样延迟Z-1编码m(t)mkeqkeokm´kmk~+-加法器译码延迟Z-1m´km´k~加法器(b)ΔM译码器信道e´okeok=±σ，σ量化台阶eok=+σ，编码为1；

eok=-σ，编码为0译码收1，e´ok

上升台阶σ

；译码收0，e´ok

下降台阶σ是预测器系数1kkamam´,~-=第三章模拟信号的数字传输3.7增量调制（ΔM）系统

类似DPCM系统那样，“延迟单元-相加器”环路部分可以用积分器来代替，而二电平量化器则是一个抽样判决器。这样就有了以下的增量调制系统结构。图3-28增量调制（ΔM）系统结构框图之二po(t)

=±σ，σ称量化台阶译码收1，p´o(t)

上升台阶σ

；译码收0，p´o(t)

下降台阶σpo(t)

=+σ，编码为1；

eok=-σ，编码为0

以下我们以本结构为例,介绍增量调制(ΔM或DM)系统原理。(a)ΔM编码器(b)ΔM译码器抽样判决器积分器编码m(t)eq

(t)po(t)

m´(t)+-积分器低通滤波mo(t)信道译码p´o(t)

+nq(t)m´(t)δTs(t)第三章模拟信号的数字传输3.7增量调制（ΔM）系统3.7.1增量调制(ΔM或DM)原理

增量调制的实质是用一位二进制代码反映相邻抽样值的相对变化，进而达到用一个二进制代码序列表示连续变化的模拟信号的目的。σΔtσ2σ3σ4σ5σ6σ7σ8σ9σ10σ001010111111110000tVm(t)m´(t)图3-29增量调制（ΔM）波形示意图第三章模拟信号的数字传输3.7增量调制（ΔM）系统3.7.1增量调制(ΔM或DM)原理增量调制的量化噪声分为:■一般量化噪声

■过载量化噪声σΔtσ2σ3σ4σ5σ6σ7σ8σ9σ10σ001010111111110000tVm(t)m´(t)图3-30a增量调制产生的一般量化噪声

tnq(t)一般量化噪声由量化误差|e|≦σ确定。第三章模拟信号的数字传输3.7增量调制（ΔM）系统3.7.1增量调制(ΔM或DM)原理增量调制的量化噪声分为:■一般量化噪声■过载量化噪声

σΔtσ2σ3σ4σ5σ6σ7σ8σ9σ10σ001010111111110000tVm(t)m´(t)图3-30b增量调制产生的过载量化噪声

tnq(t)过载量化噪声由于量化值不能跟踪模拟信号的快变化。第三章模拟信号的数字传输3.7增量调制（ΔM）系统3.7.1增量调制(ΔM或DM)原理增量调制的量化噪声分为:■一般量化噪声■过载量化噪声如何减小一般量化噪声？如何控制过载噪声？结论：减小一般量化噪声的有效方法是降低量化台阶σ。控制过载、减小过载量化噪声的方法一是增大量化台阶σ,二是提高抽样(编码)速率fs。前者无疑会加大一般量化噪声，不可轻易采用；后者经常使用，其控制过载是以提高码速、牺牲频带为代价的。■降低量化台阶σ，是减小一般量化噪声的唯一有效方法