使逆变焊机高效节能的电源设计方案-技术方案

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逆变焊机已经普及应用，较之晶闸管整流式焊机在提高效率、缩小体积、减少质量等方面有了很大改进。但是采用普通仪表测得的逆变焊机（特别是单相220V逆变焊机）的AC/DC的电效率其实是很低的，这并不是因逆变器本身的损耗和发热所致，而是由于它的高次谐波电流降低了焊机的功率因数，而且高次谐波电流对电网造成了很大的污染和破坏。随着逆变焊机和其他类似逆变电源（如不停电供电电源UPS、通信开关型电源）的使用越来越多、越来越普及，供电系统损耗增大，供电质量下降，已经引起了国家有关方面的重视。其实早在20世纪90年代，欧美国家就已经相继制定了市售电气设备用电的高次谐波电流的限制标准，如IEC555-2、IEClooO一3、国际电工委员会61000—3—2和VDE0838厄N5006等标准，这些标准的制定强迫设备制造厂家必须采用谐波抑制技术。我国坚持科学发展观，重视电网的质量，焊机将制定EMC标准，估计不久的将来，EMC标准中的谐波限制标准将会强迫实施。

逆变焊机是单相电源的逆变焊机，ACmC的实测效率为什么总是很低？这一方面与测量方法和计算方法有很大关系，但另一方面，其实质是电容输入的整流电源是一个非线性负载，它使供电线路的电流发生了严重畸变，进而导致电压的波形畸变所致。为了说明这个问题，下面以一个基本的电容输入整流器电路为例来加以分析，电容输入滤波整流电路如图1所示。

在图l中可以看出，AC电源的电流k波形是脉冲波形，由于该脉冲电流的影响，使得交流电压波形也发生了畸变。电容输入滤波的电容量，要按负载大小和滤波器纹波电压大小的要求而定。一般来说，负载越重，要求电容量越大；要求整流纹波电压值越低，所需要的电容量越大。另一方面，滤波电容量越大，导致脉冲电流峰值，P越高，宽度角越小，整流电压配才能提高。电容器电压以与交流电压的有效值之比称为整流比。在工程设计中都追求较高的整流比，所采用的基本方法是加大滤波电容量，这样就使供电线路电流产生严重畸变，降低了用电的功率因数。

1电容输入整流负载功率因数

正弦交流系统中，线性电路的功率因数PF定义为：

按照功率因数PF的上述定义，在非线性电路系统中，电容输入整流负载的PF为：

根据谐波分析原理：

根据电工学原理，高次谐波电流的平均功率为零，所以：

Kd为畸变因数，代表基波电流相对于总电流的比值，Kd：

除了基波电流，t之外，其他高次谐波电流的均方根值以无代表，称为总谐波电流。电工学中定义的总谐波畸变系数删D，是以百分比表示的总谐波电流与基波电流之比：

功率因数PF与总谐波畸变系数THD之间的关系：

电容输入整流器负载线路上的脉冲电流相对予电压量不产生相移，此时PF为：

用谐波分析仪测得THD，即可用式（9）计算出PF，这种方法较为复杂。在没有谐波分析仪的条件下，还可用另一种简单实用的方法计算功率因数。

在图1中，用电流传感器LEM测得脉冲电流k，然后将宽度为0角的脉冲电流近似看成一个矩形波电流，该电流的均方根值（有效值）为，n=0.9bx/0/Ⅱ，用该电流乘以输入电压，即为线路的输入功率，它与直流输出功率Po之比，即为该非线性电路的功率因数巩电容输入整流器负载的功率因数随耳和p变化，如果昂减小，0增大，可获得较高的PF，反之则PF较低。普通电容输入整流器负载的功率因数一般在0.5-0.7。

2有源功率因数校正器

迄今为止，改善功率因数的方法主要有三种：

（1）在电容输入整流器的电容器之前加串联电感器（或称无源滤波器），抑制峰值电流，使电流脉冲平缓，可以将功率因数提高到0.8-0.9，但是电感笨重，较少采用此方法。

（2）电力有源滤波器（APF）。这是电力系统采取的节能和提高电网供电质量的措施，它是一种无功功率补偿器装置。

（3）有源功率因数校正器（APFC或PFC）。

在逆变器和供电线路之间插入PFC，可以使供电线路的电流波形接近正弦，起到预稳压的作用，使逆变器负载（包括逆变焊机）的功率因数提高到0.99。在单相电源系统中，这种方法已经成为各种电源设备的节能、绿色设计的主要方法。

有源功率因数校正器是一个升压型（Boost-upchopper）斩波器，斩波器的输出直流电压必须高于整流输入电压峰值。在220V交流系统中，这个升压器的输出电压应选择为380--400V，其基本电路如图2所示。

从主电路看，它与一般的DC/DC升压斩波器是一样的。一般DC/DC中的Boost电路，其输出电压与输入电压之比遵循

可以看出D越大，升压比越高。有源功率因数校正器的输入电压与输出电压之比仍然符合上述法则。不同的是，其控制方法要比普通Boost复杂，除了升压比控制要用电压负反馈回路的电压误差放大器之外，还必须有一个输入电流波形控制，即电流环控制电路，技术要复杂一点。

现在市售的Boost型PFC控制器的集成组件品种很多，但基本原理都相似，主要由电压反馈环路、乘法器、电流反馈环路和PWM驱动级构成。

PFC控制基本原理如图3所示。

PFC控制的基本原理是电压环和电流环的双环控制。电压放大器接收输出电压的分压值信号与参考电压队心比较后，进行负反馈电压放大，输出电流波形信号，Ac在乘法器中相乘，电流波形信号k是以一个大阻值电阻R从功率整流器上检取的，它具有整流器输出电压波形。乘法器的输出是电流信号，m，k具有k的波形，其幅值由t调整。电流，是电流放大器的给定信号（与焊机的电流给定信号相同），s是电流检测的反馈电流，受电流放大器调整，从而使Boost主电路电流波形（以电感电流代表）跟踪整流电压波形，并同形同相，使整流器前的线电流具有很高的功率因数。电流放大器的输出是一个调制波，调整PWM的脉宽变化，使脉宽变化规律符合，s跟踪L的反馈控制要求。这就是有源功率因数校正器的基本原理。

有源功率因数校正器根据需要控制功率的大小和所采用的控制方法不同，分为电感电流断续型控制模式（DCM）型和电感电流连续型控制模式（CCM）型，有可变频率开关模式，也有固定频率开关模式。

DCM型只适合小功率应用，大功率应用时采用CCM型、固定开关频率模式的PWM驱动方式为普遍。

现以应用比较广泛的控制器件UC3854为例，结合实际功率因数回路，进一步说明其控制原理。

UC3854控制的有源功率校正器的电路原理如图4所示。图中虚线框表示UC3854的内部功能框图。

在连续电流控制模型（CCM）中，UC3854可以采用峰值电流控制法，也可以采用平均电流控制法，前者控制功率较小，性能稍差，在此不进行讨论。

UC3854采用平均电流控制法时，主要应用于大功率控制。

在平均电流控制法中，由于反馈回路中电压、电流放大器的调整作用，使得输入电感电流能很好地跟踪电流编程信号，这个电流编程信号即取自于整流电压，当然与整流电压波形同形同相。平均电流控制法中，PWM信号控制的电感电流屯波形和它的平均值i平均之间的关系如图5所示。

平均电流控制型中，流进输出储能电容器中的瞬时功率并非恒定的，而是按照电源正弦频率的两倍频变化的。在输入整流电压的波顶部分，在向负载提供能量的同时，还要向储能电容存储能量，这时的瞬时功率当然要大；在整流电压的波谷部分，向负载供给小于平均输出功率的能量，不足部分才由储能电容器放电供给负载，这时的瞬时功率就要小，整流电压每周期有两个波峰和波谷，所以瞬时功率就以两倍频率的脉动正弦规律变化。

下面参照图4对UC3854控制器的工作原理加以说明。

有源功率因数校正器电流回路的控制信号由整流后的电压波形编程，这样可以使升压器的输入阻抗呈现电阻性；而对输出电压的控制则是通过改变电流编程信号的平均值幅度来完成的。模拟乘法器将整流后的电压波形产生的电流u乘法器的B端）乘以电压误差放大器的输出（A端）后，产生一个电流编程信号。这个电流编程信号具有输入整流电压波形的形状并能控制输出电压的平均幅度，称作I。它是乘法器的输出电流，k就是图5中i，平均的给定值，i平均就是电感电流屯的平均值。在图4中，乘法器的输入（B端）是以电流k的方式表示的，而不是以电压方式表示的。

在电压回路中，除了电压误差放大器之外，图4中还包括了输入前馈电压平均值魄的平方器。电压误差放大器的输出电压（A端），在与输入整流电压信号k相乘之前，要除以输入电压平均值的平方值（C端），使乘法器输出电流L与各输入量之间建立关系式I.=AB/C，电路中，C端输入的电压平均值平方电路可使电压回路的增益维持一个定值。若没有它的话，电压回路增益将会随输入电压平均值的平方而变化。把输入电压的平均值称之为前馈电压，因为它提供了一个开环校正量。

电流的编程信号必须尽可能地接近整流后的电压波形以提升功率因数。如果电压回路的带宽太大，则控制回路将会调节输入电流以使输出电压恒定，但这样就会使得输人电流的波形严重失真，因此电压回路的带宽必须小于输入电压的频率。但是输出电压回路的瞬态响应又必须要快，所以电压回路的带宽又要尽可能地大一些。前馈电压的平方器与内部除法器所构成的电路可使回路的增益维持定值，它使得控制器带宽尽量靠近输入电压的频率，以降低输出电压的瞬态响应。当电压输入变动范围大时，这个问题显得更为重要。这个使回路增益维持定值的电路，让电压误差放大器的输出变成了一种功率的控制，可直接控制传送到负载的功率大小。

升压斩波式（Boost）功率因数校正器的主功率开关管的耐压是输出直流电压值，这是该电路的优点。但是斩波器的输出二极管承受着很大的反向电压，这个二极管的反向恢复电流，不但增加了开关管器件的损耗，而且产生严重的射频干扰。因而发展了Boost的软开关拓扑。Boost软开关控制的专用组件就是UC3855。由于篇幅限制，在此不再多讲。

Boost的电感值，由于需要电流连续，取值大一点较好，一般为毫亨级，主开关器件的开关频率可选在20000—80000Hz之间，开关频率高、电感量可以小；输出功率小、开关频率可以高一些；输出功率大，开关频率不宜太高。

3开关整流器SMR

大功率电源功率因数校正器的方案是开关整流器SMR（SwitchModeRectifier），开关整流器不但适合单相电源的功率因数校正，而且也适合于三相电源的功率因数校正。为简单起见，只讨论单相开关整流器，单相SMR的基本电路如图6所示。

由图6可知，开关整流器和Boost斩波器式的功率因数校正器的不同点是：将全波整流桥的一个臂用IGBT器件代替，同时电感移至交流电源线上，使它的工作条件由直流工作变为交流工作。另外，在L^c的前面还要加由k和Cr构成的高频滤波器，组成了一个完整的开关整流器，它的工作过程可分为四个模式，如图7所示。

（1）模式1：相对于交流市电的正半周，IGBT2导通，以IGBT2一VD2为短路通路，向电感充电积蓄能量；

（2）模式2：当IGBT2关断后，以IGBTl的旁路二极管和VD：为通路，电感叠加在交流电源电压上，向滤波电容器C和负载放电，如此，IGBT2以20kHz开关速度工作向负载输送功率，等同于直流Boost；

（3）模式3：在交流电源的负半周。开通，以IGBT-一VD。为短路通路，使电感反向充电，积蓄能量；

（4）模式4：当IG肌l关断后，以IGBT2的旁路二极管和VDl为通路，电感叠加在交流电压上，向滤波电容器C和负载放电，与直流Boost相同，IGBT。和IGBT2的开关频率是一样的，两者的PWM驱动波形也是一样的，只是IGBTz在交流50Hz电源的正半周连续开关工作，IGBTl关断；IGBTl在交流50Hz电源的负半周连续开关工作，IGBT：关断。如此反复，图8表示的开关整流器波形就是开关整流器的基本工作过程。

开关整流器SMR的控制方法和调整原理与有源功率因数校正器Boost的控制原理相同，都需要电压环路和电流环路控制。电压反馈放大器的输出，与电流波形信号在乘法器中相乘以后，给出电流参考值（或称给定信号），在电流放大器中与电流反馈信号相比较放大后，电流放大器的输出波形就是一个调制波（见图8），这个调制波的波形是经过电流放大器放大并反相了的正弦整流电压波形，其幅度由电压负反馈回路的电压放大器输出决定，这个