第4章RFID射频前端

第4章RFID射频前端第一页，共109页。4.1阅读器天线电路4.1.1阅读器天线电路的选择

下图所示为3种典型的天线电路。在阅读器中，由于串联谐振回路电路简单、成本低，激励可采用低内阻的恒压源，谐振时可获得最大的回路电流等特点，因而被广泛采用。第二页，共109页。第三页，共109页。4.1.2串联谐振回路

1.电路组成R1是电感线圈L损耗的等效电阻，Rs是信号源的内阻，RL是负载电阻，回路总电阻值R=R1+Rs+RL第四页，共109页。

2.谐振及谐振条件第五页，共109页。串联回路的谐振条件由此可以导出回路产生串联谐振的角频率和频率分别为谐振回路的特性阻抗第六页，共109页。3.谐振特性串联谐振回路具有如下特性。

（1）谐振时，回路电抗X=0，阻抗Z=R为最小值，且为纯阻。（2）谐振时，回路电流最大，且与电压同相。（3）电感与电容两端电压的模值相等，且等于外加电压的Q倍。谐振时电感L两端的电压为第七页，共109页。电容C两端的电压为

Q称为回路的品质因数，是谐振时的回路感抗值（或容抗值）与回路电阻值R的比值第八页，共109页。4.能量关系 设谐振时瞬时电流的幅值I0m为，则瞬时电流为电感L、电容C上存储的瞬时能量第九页，共109页。电感L和电容C上存储的能量和为w是一个不随时间变化的常数，说明回路中存储的能量保持不变，只在线圈和电容器间相互转换。从能量的角度看，品质因数Q可表示为第十页，共109页。5.谐振曲线和通频带

1）谐振曲线回路中电流幅值与外加电压频率之间的关系曲线，称为谐振曲线。第十一页，共109页。

回路Q值越高，谐振曲线越尖锐，回路的选择性越好。2）通频带谐振回路的通频带通常用半功率点的两个边界频率之问的间隔表示，半功率点的电流比

为0.707。

串联谐振回路的谐振曲线串联谐振回路的通频带第十二页，共109页。通频带BW为由此可见，Q值越高，通频带越窄（选择性越强）。在RFID技术中，为保证通信带宽在电路设计时应综合考虑Q值的大小。第十三页，共109页。4.1.3电感线圈的交变磁场1.磁场强度H和磁感应强度B安培定理指出，当电流流过一个导体时，在此导体的周围会产生磁场，如图4-5所示。对于直线载流体，在半径为a的环行磁力线上，磁场强度H是恒定的，磁场强度H与磁感应强度B分别为μ0为真空磁导率=4π×10-7H/mμr为相对磁导率第十四页，共109页。2.环形短圆柱形线圈的磁感应强度在电感耦合的RFID系统中，阅读器天线电路的电感常采用短圆柱形线圈结构，如图4-6所示。离线圈中心距离为r处P点的磁感应强度的大小为N1为线圈匝数r为离线圈中心的距离第十五页，共109页。1）磁感应强度B和距离r的关系上面的关系可以表述为：从线圈中心到一定距离磁场强度几乎是不变的，而后急剧下降，其衰减大约为60dB/10倍距离。第十六页，共109页。 2）最佳线圈半径a 设r为常数，并简单地假定线圈中电流不变，讨论a和BZ的关系。上式对a求导，求Bz的极值，可得为最大值结论：当线圈半径a一定时，在r=0.707a处可获得最大场强第十七页，共109页。3.矩形线圈的磁感应强度

矩形线圈在阅读器和应答器的天线电路中经常被采用，在距离线圈为r处的磁感应强度B的大小为a、b分别为矩形线圈的边长第十八页，共109页。4.2应答器天线电路4.2.1应答器天线电路的连接1）MCRF355和MCRF360芯片的天线电路

Microchip公司的13.56MHz应答器（无源射频卡）芯片MCRF355和MCRF360的天线电路接线示意图如下图4-8所示。图4-8第十九页，共109页。 当Ant.B端通过控制开关与Vss端短接时，谐振回路与工作频率失谐，此时应答器芯片虽然已处于阅读器的射频能量场之内，但因失谐无法获得正常工作所需能量，处于休眠状态。 当Ant.B端开路时，谐振回路谐振在工作频率（13.56MHz）上，应答器可获得能量，进入工作状态。

2）e5550芯片的天线电路

e5550是工作频率为125kHz的无源射频卡芯片，其天线电路的连接比较简单，如图4-9所示，电感线圈和电容器为外接。除此之外，e5550芯片还提供电源（Vdd和Vss）和测试（Testl，Test2，Test3）引脚，供测试时快速编程和校验，在射频工作时不用。第二十页，共109页。从上面两例可以看到，无源应答器的天线电路多采用并联谐振回路。从后面并联谐振回路的性能分析中可以知道，并联谐振称为电流谐振，在谐振时，电感和电容支路中电流最大，即谐振回路两端可获得最大电压，这对无源应答器的能量获取是必要的。第二十一页，共109页。4.2.2并联谐振回路 1.电路组成与谐振条件 串联谐振回路适用于恒压源，即信号源内阻很小的情况。如果信号源的内阻大（采用恒流源），应采用并联谐振回路。

第二十二页，共109页。图4-10（a）中并联回路两端间的阻抗为可得另一种形式的并联谐振回路，如图4-10（b）所示。导纳Y可表示为当并联谐振回路的电纳b=0时（电阻=∞），回路两端电压第二十三页，共109页。由b=0，可以推得并联谐振条件为2.谐振特性（1）并联谐振回路谐振时的谐振电阻Rp为纯阻性。并联谐振回路谐振时的谐振电阻Rp为第二十四页，共109页。在谐振时，并联谐振回路的谐振电阻等于感抗值（或容抗值）的Qp倍，且具有纯阻性。（2）谐振时电感和电容中电流的幅值为外加电流源的Qp倍。3.谐振曲线和通频带

并联谐振回路的电压第二十五页，共109页。并联谐振回路谐振时的回路端电压第二十六页，共109页。并联谐振回路的通频带带宽为

4.加入负载后的并联谐振回路第二十七页，共109页。4.2.3串、并联阻抗等效互换

为了分析电路的方便，经常需要用到串、并联阻抗等效互换。所谓“等效”就是指在电路的工作频率为f时，从图4-12的AB端看进去的阻抗相等。第二十八页，共109页。串联回路的品质因数上式中有2由有第二十九页，共109页。

当应答器进入阅读器产生的交变磁场时，应答器的电感线圈上就会产生感应电压。当距离足够近，应答器天线电路所截获的能量可以供应答器芯片正常工作时，阅读器和应答器才能进入信息交互阶段。4.3阅读器和应答器之间的电感耦合第三十页，共109页。4.3.1应答器线圈感应电压的计算应答器线圈上感应电压的大小和穿过导体所围面积的总磁通量的变化率成正比。感应电压可表示为第三十一页，共109页。阅读器线圈和应答器线圈之间的耦合像变压器耦合一样，初级线圈（阅读器线圈）的电流产生磁通，该磁通在次级线圈（应答器线圈）产生感应电压。因此，也称电感耦合方式为变压器耦合方式。这种耦合的初、次级是独立可分离的，耦合通过空间电磁场实现。第三十二页，共109页。

应答器线圈上感应电压的大小和互感大小成正比，互感是两个线圈参数的函数，并且和距离的三次方成反比。因此，应答器要能从阅读器获得正常工作的能量，必须要靠近阅读器，其贴近程度是电感耦合方式RFID系统的一项重要性能指标，也称为工作距离或读写距离（读距离和写距离可能会不同，通常读距离大于写距离）。4.3.2应答器谐振回路端电压的计算第三十三页，共109页。由于L2，C2回路的谐振频率和阅读器电压v1的频率相同，也就是和v2的频率相同，因此电路处于谐振状态，所以有距离阅读器电感线圈为r处的磁感应强度值第三十四页，共109页。4.3.3应答器直流电源电压的产生1.整流与滤波天线电路获得的耦合电压经整流电路后变换为单极性的交流信号，再经滤波电容Cp滤去高频成分，获得直流电压。滤波电容Cp同时又作为储能器件，以获得较强的负载能力。第三十五页，共109页。2.稳压电路

滤波电容Cp两端输出的直流电压是不稳定的，当应答器（卡）与阅读器的距离变化时，随应答器线圈L2上耦合电压的变化而变化，而应答器内的电路需要有较高稳定性的直流电源电压，因此必须采用稳压电路。稳压电路在众多书籍中都有介绍，本节不再赘述。第三十六页，共109页。4.3.4负载调制在RFID系统中，应答器向阅读器的信息传输采用负载调制技术

1.耦合电路模型耦合系数k是反映耦合回路耦合程度的重要参数第三十七页，共109页。2.互感耦合回路的等效阻抗关系图4-19（b）中初级和次级回路的电压方程可写为第三十八页，共109页。第三十九页，共109页。

由于Zf1是互感M和次级回路阻抗Z22的函数，并出现在初级等效回路中，故Zf1称为次级回路对初级回路的反射阻抗，它由反射电阻Rf1和反射电抗Xf1两部分组成，即Zf1=Rf1+jXf1。类似地，Zf2称为初级回路对次级回路的反射阻抗，由反射电阻Rf2和反射电抗Xf2组成，即Zf2=Rf2+jXf2。这样，初、次级回路之间的影响可以通过反射阻抗的变化来进行分析。3.电阻负载调制负载调制是应答器向阅读器传输数据所使用的方法。在电感耦合方式的RFID系统中，负载调制有电阻负载调制和电容负载调制两种方法。第四十页，共109页。

电阻负载调制的原理电路如图4-21所示，开关S用于控制负载调制电阻Rmod的接入与否，开关S的通断由二进制数据编码信号控制。二进制数据编码信号用于控制开关S。当二进制数据编码信号为1时，设开关S闭合，则此时应答器负载电阻为RL和Rmod并联；当二进制数据编码信号为0时，开关S断开，应答器负载电阻为RL。所以在电阻负载调制时，应答器的负载电阻值有两个对应值，即RL（S断开时）和RL与Rmod的并联值RL//Rmod（S闭合时）。显然，RL//Rmod小于RL。第四十一页，共109页。1）次级回路等效电路中的端电压

设初级回路处于谐振状态，则其反射电抗Xf2=0第四十二页，共109页。RLm为负载电阻RL和负载调制电阻Rmod的并联值。当进行负载调制时，RLm<RL，因此电压VCD下降。在实际电路中，电压的变化反映为电感线圈L2两端可测的电压变化。该结果也可从物理概念上获得，即次级回路由于Rmod的接入，负载加重，Q值降低，谐振回路两端电压下降。2）初级回路等效电路中的端电压

第四十三页，共109页。由次级回路的阻抗表达式得知在负载调制时Z22下降，可得反射阻抗Zf1上升（在互感M不变的条件下）。若次级回路调整于谐振状态，其反射电抗Xf1=0，则表现为反射电阻Rf1的增加。

Rf1不是一个电阻实体，它的变化体现为电感线圈L1两端的电压变化，即等效电路中端电压VAB的变化。在负载调制时，由于Rf1增大，所以VAB增大，即电感线圈L1两端的电压增大。由于Xf1=0，所以电感线圈两端电压的变化表现为幅度调制。第四十四页，共109页。3）电阻负载调制数据信息传输的原理 通过前面的分析，电阻负载调制数据信息传输的过程如图所示。应答器的二进制数据编码信号通过电阻负载调制方法传送到了阅读器，电阻负载调制过程是一个调幅过程。图4-23第四十五页，共109页。

4.电容负载调制 电容负载调制是用附加的电容器Cmod代替调制电阻Rmod。其中，R2是电感线圈L2的损耗电阻第四十六页，共109页。分析次级和初级等效回路的端电压可知：电容Cmod的接入使应答器边的谐振回路失谐，因而电感线圈L2两端的电压下降，电感线圈L1两端的电压增加。

电容负载调制时，数据信息的传输过程基本同图4-23所示，只是阅读器线圈两端电压会产生相位调制的影响，但该相位调制只要能保持在很小的情况下，就不会对数据的正确传输产生影响。第四十七页，共109页。4.4射频滤波器的设计

微波RFID系统基本是采用电磁反向散射方式进行工作，其采用雷达原理模型，发射电磁波碰到目标后反射，同时携带回目标信息，属于远距离RFID系统。接收通道发射通道第四十八页，共109页。4.4.1滤波器的类型第四十九页，共109页。4.4.2低通滤波器原型

低通滤波器原型是设计滤波器的基础，集总元件低通、高通、带通、带阻滤波器以及分布参数滤波器，可以根据低通滤波器原型变换而来。 一般插入损耗作为考察滤波器的指标，用来讨论低通滤波器原型的设计方法。在插入损耗法中，滤波器的响应是用插入损耗来表征的。插入损耗定义为来自源的可用功率与传送到负载功率的比值，用dB表示的插入损耗定义为第五十页，共109页。

1．巴特沃斯低通滤波器原型如果滤波器在通带内的插入损耗随频率的变化是最平坦的，这种滤波器称为巴特沃斯滤波器，也称为最平坦滤波器。对于低通滤波器，最平坦响应的数学表示式为第五十一页，共109页。

1）滤波器的阶数 由式（4-77）可以看出，N值越大，阻带内衰减随着频率增大得越快。设计低通滤波器时，对阻带内的衰减有数值上的要求，由此可以计算出N值。第五十二页，共109页。2）滤波器的结构第五十三页，共109页。第五十四页，共109页。

2．切比雪夫低通滤波器原型 如果滤波器在通带内有等波纹的响应，这种滤波器称为切比雪夫滤波器，也称为等波纹滤波器。低通等波纹响应的数学表示式为第五十五页，共109页。 3．椭圆函数低通滤波器原型

最平坦响应和等波纹响应两者在阻带内都有单调上升的衰减。在有些应用中需要设定一个最小阻带衰减，在这种情况下能获得较好的截止陡度，这种类型的滤波器称为椭圆函数滤波器。椭圆函数滤波器在通带和阻带内都有等波纹响应，如图4-33所示。第五十六页，共109页。4．线性相位低通滤波器原型

前面3种滤波器都是设定振幅响应，但在有些应用中，线性的相位响应比陡峭的阻带振幅衰减响应更为关键。线性的相位响应与陡峭的阻带振幅衰减响应是不兼容的，如果要得到线性相位，相位函数的群时延必须是最平坦函数。由于线性的相位响应与陡峭的阻带振幅衰减响应相冲突，所以线性相位滤波器在阻带内振幅衰减较平缓。第五十七页，共109页。4.4.3滤波器的变换及集总参数滤波器 4.4.2节讨论的低通滤波器原型是假定源阻抗为1欧姆，截止频率为1的归一化设计，为了得到实际的滤波器，必须对前面讨论的参数进行反归一化设计，利用低通滤波器原型变换到任意源阻抗和任意频率的低通滤波器、高通滤波器、带通滤波器和带阻滤波器。 1．滤波器的变换 滤波器的变换包括阻抗变换和频率变换两个过程，以便满足实际源阻抗和实际工作频率的要求。 1）阻抗变换 在低通滤波器原型设计中，除偶数阶切比雪夫滤波器外，其余原型滤波器的源阻抗和负载阻抗均为1。如果源阻抗和负载阻抗不为1，就必须对所有阻抗的表达式做比例变换，这需要用实际源电阻乘低通滤波器原型中的阻抗值。第五十八页，共109页。若源电阻为Rs，令变换后滤波器的元件值用带撇号的符号表示，则2）频率变换将归一化频率变换为实际频率，相当于变换原型中的电感和电容值。通过频率变换，不仅可以将低通滤波器原型变换为低通滤波器，而且可以将低通滤波器原型变换为高通滤波器、带通滤波器和带阻滤波器。式中的1为低通滤波器原型的源阻抗第五十九页，共109页。 2．低通滤波器原型变换为低通滤波器将低通滤波器原型的截止频率由1改变为ωc,在低通滤波器中需要第六十页，共109页。当频率和阻抗都变换时，低通滤波器的元件值L'和C'为3．低通滤波器原型变换为高通滤波器将低通滤波器原型变换为高通滤波器，在高通滤波器中需要第六十一页，共109页。当频率和阻抗都变换时，高通滤波器的元件值第六十二页，共109页。

4．低通滤波器原型变换为带通和带阻滤波器 低通滤波器原型也能变换到带通和带阻响应的情形。图4-37所示为低通原型到带通和带阻滤波器的频率变换。第六十三页，共109页。4.4.4分布参数滤波器的设计

前面讨论的滤波器是由集总元件电感和电容构成，当频率不高时，集总元件滤波器工作良好。但当频率高于500Mz时，滤波器通常由分布参数元件构成，这是由于两个原因造成的，一是频率高时电感和电容应选的元件值过小，由于寄生参数的影响，如此小的电感和电容已经不能再使用集总参数元件；二是此时工作波长与滤波器元件的物理尺寸相近，滤波器元件之间的距离不可忽视，需要考虑分布参数效应。

第六十四页，共109页。1．微带短截线低通滤波器

分布参数低通滤波器可以采用微带短截线实现，其中理查德（Richards）变换用于将集总元件变换为传输线段，科洛达（Kuroda）规则可以将各滤波器元件分隔开。 1）理查德变换

通过理查德变换，可以将集总元件的电感和电容用一段终端短路或终端开路的传输线等效。终端短路和终端开路传输线的输入阻抗具有纯电抗性，利用传输线的这一特性，可以实现集总元件到分布参数元件的变换。第六十五页，共109页。 2）科洛达规则

科洛达规则是利用附加的传输线段，得到在实际上更容易实现的滤波器。例如，利用科洛达规则即可以将串联短截线变换为并联短截线，又可以将短截线在物理上分开。在科洛达规则中附加的传输线段称为单位元件，单位元件是一段传输线。2．阶梯阻抗低通滤波器

阶梯阻抗低通滤波器也称为高低阻抗低通滤波器，是一种结构简洁的电路，由很高和很低特性阻抗的传输线段交替排列而成，结构紧凑，便于设计和实现。第六十六页，共109页。 3．平行耦合微带线带通滤波器

平行耦合微带传输线由两个无屏蔽的平行微带传输线紧靠在一起构成，由于两个传输线之间电磁场的相互作用，在两个传输线之间会有功率耦合，这种传输线也因此称为耦合传输线。平行耦合微带线可以构成带通滤波器，这种滤波器由多个l/4波长耦合线段构成，是一种常用的分布参数带通滤波器。第六十七页，共109页。4.5射频低噪声放大器的设计

在射频接收系统中，接收机前端需要放置低噪声放大器，本节介绍低噪声放大器的设计方法。在低噪声放大器的设计中，需要考虑的因素很多，其中最重要的就是稳定性、增益、失配和噪声，本节将讨论上述问题的特性。第六十八页，共109页。4.5.1放大器的稳定性

设计射频放大器时，必须考虑电路的稳定性，这一点与低频电路的设计方法完全不同。由于反射波的存在，射频放大器在某些工作频率或终端条件下有产生振荡的倾向，不再发挥放大器的作用，因此必须分析射频放大器的稳定性，稳定性是指放大器抑制环境的变化（如信号频率、温度、源和负载等变化时），维持正常工作特性的能力。1．放大器稳定的定义放大器的二端口网络如图4-47所示，图中传输线上有反射波传输，源的反射系数、负载的反射系数、第六十九页，共109页。二端口网络输入端的反射系数、二端口网络输出端的反射系数分别为。第七十页，共109页。。如果反射系数的模大于1，传输线上反射波的振幅将比入射波的振幅大，这将导致不稳定产生。因此，放大器稳定意味着反射系数的模小于1，即2.放大器稳定性判别的图解法复平面上讨论稳定区域，用图解的方法给出稳定区域。第七十一页，共109页。第七十二页，共109页。

3．放大器绝对稳定判别的解析法还可以用解析法判别放大器的稳定性。k称为稳定性因子。绝对稳定要求：第七十三页，共109页。4.5.2放大器的功率增益

对输入信号进行放大，是放大器最重要的任务，因此在低噪声放大器的设计中，增益的概念很重要。

1．转换功率增益

放大器的转换功率增益为2.等增益圆第七十四页，共109页。4.5.3放大器输入输出驻波比 信源与晶体管之间及晶体管与负载之间的失配程度对驻波比有影响，在很多情况下，放大器的输入和输出电压驻波比必须保持在特定指标之下。 放大器输入、输出电压驻波比为第七十五页，共109页。4.5.4放大器的噪声

对放大器来说，噪声的存在对整个设计有重要影响，在低噪声的前提下对信号进行放大是对放大器的基本要求。下面先介绍噪声的表示方法和级联网络的噪声特性，然后在史密斯圆图上画出等噪声系数圆。 1．噪声系数（1）在标准室温下，若仅由输入端电阻R在放大器输出端产生热噪声，则放大器的噪声系数定义为第七十六页，共109页。 （2）噪声系数F还有另一种物理意义：（3）二端口放大器的噪声系数还可以表示为：第七十七页，共109页。

2．级联网络的噪声系数 先考虑两个放大器的级连。两级放大器的总噪声系数F为下面考虑n个放大器的级连第七十八页，共109页。3．噪声系数圆第七十九页，共109页。4.6射频功率放大器的设计 功率放大器是大信号放大器，由于信号幅度比较大，晶体管时常工作于非线性区域，在这种情况下，小信号S参量本身对大信号放大器通常失效，此时需要求得晶体管大信号时的相应参数，以便得到功率放大器的合理设计。 功率放大器可以设计为A类放大器、AB类放大器、B类放大器或C类放大器。当工作频率大于1GHz时，常使用A类功率放大器。下面讨论A类功率放大器的设计，并讨论交调失真。第八十页，共109页。4.6.1A类放大器的设计

A类放大器也称为甲类放大器，工作于这种状态的放大器，晶体管在整个信号的周期内均导通。功率放大器的效率是特别需要考虑的，放大器的效率定义为射频输出功率与直流输入功率之比，A类放大器的效率最高50％。 1．大信号下晶体管的特性参数

生产厂商在提供大信号下晶体管的各项参数时，往往会给出1dB增益压缩点及相应参数：1dB增益压缩点动态范围DR等功率线第八十一页，共109页。 2．A类功率放大器的设计方法 （1）利用小信号S参量设计。 （2）利用大信号S参量设计。 （3）利用

和

设计

（4）利用等功率线设计4.6.2交调失真在非线性放大器的输入端加两个或两个以上频率的正弦信号时，在输出端会产生附加频率分量，这会引起输出信号的失真。第八十二页，共109页。 1．三阶截止点IP 在非线性放大器中，假设输入信号的频率为f1和f2，输入信号可以写为输出信号为输出信号中除有频率成分f1和f2外，还会产生新的频率分量2f1、2f2、3f1、3f2、f1±f2、2f`1±f2、2f2±f1等。第八十三页，共109页。新的频率分量分类为 二次谐波为2f1、2f2三次谐波为3f1、3f2 二阶交调为f1±f2三阶交调为2f1±f2、2f2±f1 这些新的频率分量是非线性系统失真的产物，称为谐波失真或交调失真。

与三阶交调2f1±f2、2f2±f1相关的输出电压按V0三次方增长，与线性产物f1和f2相关的输出电压按V0增长。也就是说，三阶交调的输出功率按输入功率的3次方增长，线性产物f1和f2的输出功率按输入功率的1次方增长。第八十四页，共109页。2．无寄生动态范围第八十五页，共109页。4.7射频振荡器的设计 振荡器是所有射频系统中最基本的部件之一，可以将直流功率转化成射频功率，在特定的频率点建立起稳定的正弦振荡，成为所需的射频信号源。早期的振荡器在低频下使用，考毕兹（Colpitts）、哈特莱（Hartley）等结构都可以构成低频振荡器，并可以使用晶体谐振器来提高低频振荡器的频率稳定性。随着现代通信系统的出现，频率不断升高，现代射频系统的载波常常超过1GHz，需要有与之相适应的振荡器。在较高频率处可以使用工作于负阻状态的二极管和晶体管，并利用腔体、传输线或介质谐振器来构成振荡器，用这种方法构成的振荡器可以产生高达100GHz的基频振荡。第八十六页，共109页。4.7.1振荡器的基本模型 从最一般的意义上看，振荡器是一个非线性电路，将直流（DC）功率转换为交流（AC）波形。振荡器的核心是一个能够在特定频率上实现正反馈的环路，图4-53描述了正弦振荡器的基本工作原理，具有电压增益A的放大器输出电压为V0，这一输出电压通过传递函数为H的反馈网络，加到电路的输入电压Vi，于是输出电压可以表示为第八十七页，共109页。用输入电压表示的输出电压为由于振荡器没有输入信号，若要得到非零的输出电压，式（4-124）的分母必须为零，这称为巴克豪森准则（BarkhausenCriterion）。振荡器由起振到稳态依赖于不稳定电路，这与放大器的设计不同，放大器的设计要达到最大稳定性。第八十八页，共109页。4.7.2射频低频段振荡器

射频低频段振荡电路有许多可能的形式，它们采用双极结型晶体管（BJT）或场效应晶体管（FET），可以是共发射极/源极、共基极/栅极或共集电极/漏极结构，并可以采用多种形式的反馈网络。各种形式的反馈网络形成了考毕兹（Colpitts）电容式三点式、哈特莱（Hartley）等振荡电路第八十九页，共109页。图4-54所示为电路4个电压节点的方程1．使用双极结型晶体管的共发射极振荡电路考毕兹振荡器哈特莱振荡器第九十页，共109页。2．使用场效应晶体管的共栅极振荡电路考毕兹振荡器哈特莱振荡器第九十一页，共109页。

3．晶体振荡器在晶体的工作点，晶体可以代替哈特莱或考毕兹振荡器中的电感，典型的晶体振荡器电路如图4-57所示，称为皮尔斯（Pierce）振荡器第九十二页，共109页。4.7.3微波振荡器

当工作频率接近1GHz时，电压和电流的波动特性将不能被忽略，需要采用传输线理论来描述电路的特性，因此需要讨论基于反射系数和S参量的微波振荡器。 微波振荡器的内部有一个有源固态器件，该器件与无源网络相配合，可以产生所需要的微波信号。由于振荡器是在无输入信号的条件下产生振荡功率，因此其具有负阻效应。若一个器件的端电压与流过该器件的电流之间相位相差180°，该器件称为负阻器件。利用三端口负阻器件可以设计出微波双端口振荡器，利用二端口负阻器件可以设计出微波单端口振荡器。第九十三页，共109页。

1．振荡条件 （1）双端口振荡器振荡条件。 双端口振荡器如图4-58所示，由晶体管、振荡器调谐网络和终端网络3部分组成。第九十四页，共109页。 若使图4-58所示的双端口振荡器产生震荡，需要满足如下3个条件。 条件1：存在不稳定有源条件

条件2：振荡器左端满足

条件3：振荡器右端满足

第九十五页，共109页。 （2）单端口振荡器振荡条件。单端口振荡器是双端口振荡器的特例。晶体管双端口网络配以适当的负载终端，可将其转换为单端口振荡器，微波二极管也可以构成单端口振荡器。单端口振荡器如图4-59所示第九十六页，共109页。若使单端口振荡器产生振荡，需要满足如下条件（3）稳定振荡条件。振荡器在起振时，还要求整个电路在某一频率下出现不稳定，即应有电路总电阻小于零，振荡器中将有对应频率下持续增长的电流I流过第九十七页，共109页。

对于一个稳态的振荡来说，还应有能力消除由于电流或频率的扰动所引起的振荡频率偏差，也就是说，稳态的振荡要求电流或频率的任何扰动都应该被阻尼掉，使振荡器回到原来的状态。由高Q谐振电路构成调谐网络可以使振荡器有高稳定性，因此为提高振荡器的稳定性，应选择有高品质因数的调谐网络。 2．晶体管振荡器

晶体管振荡器实际是工作于不稳定区域的晶体管二端口网络。把有潜在不稳定的晶体管终端连接一个阻抗，选择阻抗的数值在不稳定区域驱动晶体管，就可以建立起单端口负阻网络。第九十八页，共109页。 3．二极管振荡器

可以使用隧道二极管、雪崩渡越二极管和耿氏二极管等负阻器件构建单端口振荡电路。这些振荡电路的缺点是输出波形较差，噪声也比较高，但使用这些二极管构建的振荡电路可以方便地获得射频高端频段的振荡信号。 4．介质谐振器