电力电子系列实验P60开关电源设计VER

本课程的目的：掌握单端反激式开关电源的原理；掌握PWM控制器UC3843的原理及其外围电路的设计方法；掌握PWM控制器1203P60的原理及其外围电路的设计方法；掌握功率MOSFET的驱动及保护电路的原理及其设计方法；掌握开关电源的原理、元器件选型、外围电路设计方法；当前1页，总共174页。参考文献：（1）沙占友，《新型单片开关电源设计与应用》，电子工业出版社，2004。（2）杨承丰，《开关电源》，1987。（3）胡存生，胡鹏，《集成开关电源的设计制作调试与维修》，1995。（4）慕丕勋，冯桂林，《开关稳压电源原理与实用技术》，科学出版社，2005。当前2页，总共174页。（5）BestonSensors，《瞬态电压抑制器—TVS》（6）刘胜利，《现代高频开关电源实用技术》，2001。（7）姜德来，张晓峰，吕征宇。一种有效的反激钳位电路设计方法[J]。电源技术应用，2005，当前3页，总共174页。（8）徐德鸿，沈旭，周邓燕，《开关电源设计指南（原书第二版）》，机械工业出版社，2006。（9）常敏慧等编著，《开关电源应用、设计与维修》，2000。（10）SanjayaManiktala著，王志强译，《精通开关电源设计》，人民邮电出版社，2008。当前4页，总共174页。（11）张廷鹏，吴铁军，徐明，张生舟，《通信用高频开关电源》人民邮电出版社，2008。（12）张占松蔡宣三编著。开关电源的原理与设计（修订版）》。当前5页，总共174页。1.开关电源的技术指标：绕组数量：10个（1）绕组：初级绕组；（2）绕组：自馈绕组16V/20mA；（3）绕组：输出绕组±15V/0.5A；（4）绕组：输出绕组20V/0.5A；（5）绕组：输出绕组20V/0.5A；当前6页，总共174页。（6）绕组：输出绕组20V/0.5A；（7）绕组：输出绕组20V/0.5A；（8）绕组：输出绕组5V/1A；（9）绕组：输出绕组15V/0.5A；当前7页，总共174页。开关电源的输出功率：当前8页，总共174页。开关电源的效率：0.8开关电源的输入功率：当前9页，总共174页。开关电源的频率：额定输入直流电压：最小输入直流电压：最大输入直流电压：当前10页，总共174页。输入平均电流（即额定输入电流）：当前11页，总共174页。最大平均输入电流当前12页，总共174页。最小平均输入电流当前13页，总共174页。输入电压的纹波对于交流离线式变换器，输入纹波电压一般设计为输入交流电压峰值的5%~8%。对于DC-DC变换器纹波电压峰峰值设计为0.1~0.5V。当前14页，总共174页。2.输入整流部分的设计整流电路的原理图：当前15页，总共174页。整流电路主要的数量关系输出电压平均值：（1）空载时，（2）重载时，当前16页，总共174页。整流电路主要的数量关系电流平均值：（1）输出电流平均值：（2）二极管电流平均值：当前17页，总共174页。整流电路主要的数量关系二极管承受的最大反向电压：输入交流电压额定值：220VAC输入交流电压最大值：260VAC输入交流电压最小值：180VAC当前18页，总共174页。输入整流器的组成部分：EMI滤波器；启动浪涌电流抑制器；浪涌电压抑制器；电容滤波的单相桥式不可控整流电路；输入滤波电容；当前19页，总共174页。输入整流器的组成部分：当前20页，总共174页。输入滤波器：凡是接在交流电网与开关电源输入之间的滤波设备都叫输入滤波，其主要作用是抑制开关电源本身对交流电网的反干扰，同时也抑制交流电源中的高频干扰串入开关电源。输入滤波一般是由低通滤波与共模扼流圈等元件组成。当前21页，总共174页。具有电容C和共模扼流圈所组成的输入滤波电路当前22页，总共174页。上图中，C为高频旁路电容，一般为0.01uF~0.1uF的高频滤波电容，抑制输入电压中的高频成分，而对工频电压没有影响。考虑到开关电源在开关管关断时会产生尖峰电压，故电容C在选用时应注意其耐压应为二倍电源电压峰值以上的无感电容，其连线要尽可能短。当前23页，总共174页。L1和L2是绕在同一闭路磁环中的两个匝数相同，在同名端输入一同向电流，产生相同磁通的线圈。L1和L2采用无气隙高频特性良好的磁心材料，L1和L2用双线并绕方法，而且适当加大匝间距离，以减小分布电容，提高频率特性。当前24页，总共174页。L1和L2主要吸收共模噪声。当输电网中有共模噪声时，这种方向相同的纵向噪声电流If，这时两个线圈产生的磁通Фf顺向串联磁通相加，电感呈现出高阻抗，阻止共态噪声进入开关电源，同时特阻止了开关电源内所产生的噪声向公共电网扩散，以避免污染交流电网。对于工频电源I1来说为一进一出，L1和L2产生的磁通为反向串联磁通相减感抗为零，故毫无影响。当前25页，总共174页。启动浪涌电流抑制器：负热敏电阻，即负温度系数热敏电阻，或NTC电阻。使用NTC电阻的开关电源，在每次关机后不要马上开机，最好等一分钟以后再开机，只有等NTC电阻温度降下来后，它的阻值才能上去，再次开机才能起限流作用。当前26页，总共174页。输入电容Cin的输入电流峰值一般为输入电流的3~5倍，所以NTC的电阻值必须满足为了降低损耗，NTC的阻值越小越好，一般取6~12欧姆。当前27页，总共174页。浪涌电压抑制器使用双向TVS管抑制浪涌电压。TVS管即瞬态电压抑制器。当前28页，总共174页。输入滤波电容Cin：输入滤波电容的ESR值越小，则滤波电压的纹波越小，滤波效果越好。ESR即等效串联电阻。它表示电解电容呈现的电阻值的总合。一般情况下，ESR值越低的电容，性能越好。当前29页，总共174页。对于输入滤波电容，首先要确定电源直流输入端能承受多大的电压纹波。要想电压纹波小，输入电容就要大，这样上电时的浪涌电流也更大。滤波电容的选择有三个方面的考虑：满足期望的电压纹波，电容的额定电压，电容的额定纹波电流。当前30页，总共174页。对于交流离线式变换器，输入纹波电压一般设计为输入交流电压峰值的5%~8%。对于DC-DC变换器纹波电压峰峰值设计为0.1~0.5V。当前31页，总共174页。输入电压较宽时，一般取比例系数3uF/W，即每瓦输出功率对应3uF的电容量。如果输入电压比较稳定（如蓄电池输入），一般取比例系数1uF/W，即每瓦输出功率对应1uF的电容量。当前32页，总共174页。输入滤波电容的计算公式：当前33页，总共174页。为了降低输入电压纹波，一般把输入电容滤波电容用多个并联使用，以降低电容的ESR值。输入滤波电容上还要并上一个或两个陶瓷电容（约0.1uF），以吸收纹波电流的高频分量。当前34页，总共174页。输入滤波电容和与之并联的高频滤波电容的额定电压UW一般为：（1）对于交流离线式变换器：（2）对于DC-DC变换器：当前35页，总共174页。输入整流器参数计算：在选择整流器时，设计者必须要查对下面一些重要参数：（1）最大正向整流电流这个参数主要根据开关电源设计的输出功率决定。当前36页，总共174页。（2）峰值反向截止电压(PIV)由于整流器工作在高电压的环境，所以它们必须有较高的PIV值。对单相桥式整流电路而言，一般应在600V以上。当前37页，总共174页。（3）要有能承受高的浪涌电流的能力。浪涌电流是由开关管导通时的峰值电流所产生的。当前38页，总共174页。输入整流二极管一般采用普通的整流二极管，如1N400X系列的整流二极管。最小的二极管等级要符合下面的条件：当前39页，总共174页。典型应用如下：（1）如果电流<1A，选1N400X（2）如果电流<1.5A，选1N539X（3）如果电流<3A，选1N540X（4）如果电流<6A，选MR75X当前40页，总共174页。常用整流二极管：1N4001、1N4002、1N4003、1N4004、1N4005、1N4006、1N40071N5400、1N5401、1N5402、1N5404、1N5406、1N5407、1N5408当前41页，总共174页。3.单端反激式开关电源的原理当前42页，总共174页。4.高频变压器的设计开关电源“黑箱”考虑当前43页，总共174页。“黑箱”参数估计（1）输出电压；（2）输出功率；（3）电源效率；（4）输入功率；（5）平均输入电流：当前44页，总共174页。（6）最大的平均输入电流：计算最大平均输入电流的目的是为确定变压器初级绕组导线的尺寸（指线径、粗细）提供依据。当前45页，总共174页。（7）输入峰值电流计算输入峰值电流（即变压器初级绕组的峰值电流）是为了计算初级绕组电感量，进而计算初级绕组匝数。当前46页，总共174页。当前47页，总共174页。输入峰值电流也可以按照下式计算：当前48页，总共174页。（8）最大占空比当前49页，总共174页。（9）开关频率：（10）变压器初级绕组反激电压变压器初级的反激电压也称为尖峰电压。

当前50页，总共174页。为了限制MOSFET的集电极安全电压，一般取最大占空比为：当前51页，总共174页。变压器初级绕组的反激电压也可以按照下式计算：当前52页，总共174页。（11）选择开关电源开关管（一般为MOSFET）。当前53页，总共174页。变压器的基本关系式当前54页，总共174页。磁滞回线每种磁性材料被磁化时，都会有一种S形的特性曲线，称之为磁滞回线。用画在B—H座标上的曲线来表示。它说明了磁性材料被完全磁化和完全去磁这一周期的变化。当前55页，总共174页。在磁场中，某一点的磁通集中的程度，称为该点的磁通密度或磁感应强度，用B表示。磁通密度的单位为特斯拉（用符号T表示）或高斯（用符号G表示），

1T=10000G。当前56页，总共174页。另一方面，产生磁通的磁力称为磁场强度，用符号H表示，其单位是安／米，用A/m表示。磁场强度用下面的公式表示：当前57页，总共174页。上式中，N为线圈匝数；I为线圈电流；Li为磁芯的长度。当前58页，总共174页。下图表示了一个不带空气隙的铁氧体磁芯的磁滞回线（又称B—H曲线）。当前59页，总共174页。当前60页，总共174页。在曲线图中，如果我们以曲线的a点为起点，在此点的磁感应强度是正向的最大值Bmax。当到达b点时，它的磁感应强度为零。再下降到c点，即达到了磁感应强度的负方向的最大值，再通过磁感应强度为零的d点，又回到了原始a点。这样，就得到了一个完整的S型的磁化周期。当前61页，总共174页。从上图的B-H曲线看出，Bmax是Hmax达到了定值的点，在此点，即使磁场强度H再增加，Bmax也不再增加了。在这点磁感应强度的值被称为饱和点，用符号Bsat表示。

当前62页，总共174页。如果我们在磁芯中开一个气隙，将建立起一个混合的磁通通路，它将增大磁通的有效长度。当前63页，总共174页。对于一个给定的安培-匝数的乘积（NI），带空气隙的磁芯通密度要比没有空气隙的磁芯的磁通密度小，也就是说，带有空气隙的磁芯的Bsat比不带空气隙的磁芯的Bsat要小。因此，引入空气隙就等于给磁滞回线一个“斜角”，如图所示。当前64页，总共174页。当前65页，总共174页。从上图中可见，在高磁场强度处，减少了磁芯饱和的可能性，与不带空气隙的磁滞回线相比，由于增加了空气隙磁道，磁滞回线在B的方向上被“压扁”了，也就是说，减小了Bsat的值。当前66页，总共174页。大多数磁芯生产厂家都用标准的磁化曲线来描述他们的磁性材料的特性，如下图所示。当前67页，总共174页。当前68页，总共174页。一般情况下，开关电源变压器的设计者选择Bmax的原则是要保证它在B-H特性曲线的线性工作区工作。一般取Bmax=Bsat/2当前69页，总共174页。为了防止磁芯饱和，一般采取给磁芯加气隙的措施。当然，也可以采用更大的磁芯（在磁芯材料及形状相同的条件下，磁芯尺寸越大，其磁感应强度的饱和值Bsat越大）。一般不采取增大磁芯尺寸的办法来增大Bsat，防止磁芯饱和。当前70页，总共174页。EE磁芯：当前71页，总共174页。EE磁芯及其骨架：当前72页，总共174页。EE磁芯及其骨架：当前73页，总共174页。EE磁芯及其骨架：当前74页，总共174页。EE磁芯及其骨架：当前75页，总共174页。ETD磁芯：当前76页，总共174页。ETD磁芯及其骨架：当前77页，总共174页。ETD磁芯及其骨架：立式磁芯骨架卧式磁芯骨架当前78页，总共174页。ETD磁芯及其骨架：当前79页，总共174页。T磁芯：当前80页，总共174页。计算初级绕组最小电感Lpri。初级绕组电感用于存储输出功率。当前81页，总共174页。Lpri这个电感值是在最小输入工作电压时，开关电源依然能够达到额定输出电压所允许的最小电感值。

当前82页，总共174页。在每个开关管导通的每个周期中，存储在磁芯的能量为：当前83页，总共174页。要验证变压器最大连续输出功率能否满足负载所需的最大功率，可以使用下式：当前84页，总共174页。计算磁芯气隙：的单位是厘米，单位为H单位为A，（磁芯有效截面积）单位为平方厘米，单位为特斯拉T，Bmax=Bsat/2当前85页，总共174页。计算初级绕组匝数式中，的单位是cm，单位为A，单位为T。当前86页，总共174页。也可以用下面的公式计算初级绕组匝数，结果和上式基本相同。式中，的单位是H，单位为A，（磁芯有效截面积）单位为单位为T。当前87页，总共174页。计算次级绕组匝数Nout(n)是第n个次级绕组的匝数；Vout(n)是第n个次级绕组的输出电压；当前88页，总共174页。当前89页，总共174页。Vfwd(n)是第n个次级绕组的输出整流器的电压降；输出整流器一般为输出整流二极管加输出滤波电感的方式，输出整流器的电压降为：当前90页，总共174页。输出滤波电感的正向压降一般为0.2V，即当然，如果没有输出滤波电感，则当前91页，总共174页。整流二极管的正向压降根据二极管型号的不同而不同，一般为0.5V~1V之间，需要查阅说明书。在计算匝数时，如果有小数则进位上去，而不是四舍五入。当前92页，总共174页。选择变压器绕组的线径欧洲国家常用“圆密耳”（CircularMil，缩写为cmil）作为导线横截面积的单位，并以“圆密耳/A”（cmil/A）表示导线容量CA的单位。1密耳=0.001英寸=0.0254mm，即1mil=0.001inch=0.0254mm。当前93页，总共174页。1圆密耳就是直径为1密耳的圆的面积，即当前94页，总共174页。在国际单位制中，则以电流密度J（单位是A/mm2）来表示导线在每平方毫米面积上所允许的电流值（指电流有效值）。电流密度J与电流容量CA的换算公式为：当前95页，总共174页。例1：已知导线的电流容量CA=400cmil/A，则其电流密度J=1976/400=4.94A/mm2，取5A/mm2。当前96页，总共174页。例2：已知导线电流有效值为4.15A，取电流密度为400cmil/A，则该电流所需的导线为：（400cmil/A）*4.15A=1660cmil又，所以当前97页，总共174页。所以，导线截面积直径为：当前98页，总共174页。例3：已知导线电流有效值为4.15A，取电流密度为5A/mm2，则4.15A所需导线的横截面积为：导线的直径为：当前99页，总共174页。“圆密耳”的意义是“每安培电流（指电流有效值）所需要的导线横截面积数”，圆密耳值越大，导线的电流密度越小。根据应用指南或经验法则，反激变换器电流密度（指电流有效值）一般取400cmil/A，即5A/mm2。当前100页，总共174页。1.5A下面的0.002945意思是就是取电流密度J=1.5A/mm²时，那么直径￠=0.05mm铜线的工作电流为0.002945A。

当前101页，总共174页。选择变压器自馈绕组的线径：自馈绕组上的电流很小，一般小于10mA，对其绕组的线径要求不严，一般最小的线径就可以满足要求。当前102页，总共174页。变压器的磁芯介绍（1）开关电源变压器磁芯的形状一般为EE型；（2）开关电源磁芯的厂商有：日本TDK磁芯，中国天通磁芯。（3）磁芯还需要骨架。当前103页，总共174页。确定磁芯尺寸或窗口面积：（1）采用窗口面积法计算所需的窗口或所需要的磁芯，具体的计算方法请参考文献[12]。（2）一般采用经验法，如下表：当前104页，总共174页。当前105页，总共174页。高频变压器的绕制开关电源变压器的物理绕制方法很重要，它会使得电源的性能差别很大。好的绕制方法可以使电源性能变得非常好，反之也可以使得电源噪声很大，性能变差。开关电源变压器与工频变压器相比，设计要求更为苛刻。当前106页，总共174页。变压器的绕制，主要考虑三个方面的因素考虑：（1）电源是否否符合所有的安全规范。（2）绕组之间耦合要好。（3）所有绕组的漏感要小。这些因素有些是互相影响的，所以需要采取折中办法。当前107页，总共174页。（1）绕组符合安全规范：如果开关电源的输入电压峰值高于40V，就要受到一个或多个国际安全规程组织所制定的规范约束。国际电工委员会（IEC）是这些标准的主要制定者。各国也有自己的安全规程或设计标准。当前108页，总共174页。在每个国家，不同市场也有不同的标准。如：工业用开关电压和军用开关电源，电信用开关与医疗用开关电源就有不同的安全规范。所以在产品设计之初，就要确定开关电源的应用对象及其安全规范要求。当前109页，总共174页。在“离线式”或输入交流电压90~260V的开关电源中，通常使用的磁芯是EE磁芯或者从EE磁芯派生出来的一些磁芯。这些磁芯都有骨架，这使得绕制他们比较容易。当前110页，总共174页。安全规范对变压器结构的要求是：爬电距离或者输入绕组和输出绕组表面的距离不能小于4mm。为了满足这个要求，变压器制造者可以在骨架中绕线区的两端放置2mm的绝缘带，把绕线绕在边沿的绝缘带中间。这些边沿的绝缘带在绝缘的绕组之间总共增加了4mm的距离。当前111页，总共174页。什么是爬电距离？两个导电部件之间，或一个导电部件与设备及易接触表面之间沿绝缘材料表面测量的最短空间距离。沿绝缘表面放电的距离即泄漏距离也称爬电距离，简称爬距。当前112页，总共174页。常见的符合IEC标准的变压器如下图所示当前113页，总共174页。额外增加的绝缘带、绝缘套管等使得变压器的体积增大，成本也增加。这些都需要手工操作，需要花费更多的时间。当前114页，总共174页。常用的变压器一般采用普通的漆包线作为绕组。使用普通漆包线时，必须确保爬电距离（4mm），使用绝缘带、绝缘套管。为了减小变压器的体积，减小绕制的工作量，加快绕制速度，变压器绕组的导线可以采用三层绝缘导线。当前115页，总共174页。三层绝缘导线有三层绝缘材料，所以绝缘性能比普通漆包线好的多。使用三层绝缘导线可以减小爬电距离，绕组可以紧挨着骨架的边沿，即可以省略图3-24中为预留4mm爬电距离而使用的厚绝缘胶带。此外，变压器绕组之间也可以不用聚酯薄膜带，绕组之间可以直接贴在一起。当前116页，总共174页。采用三层绝缘导线的变压器结构当前117页，总共174页。与骨架边带厚绝缘胶带的方法相比，用三层绝缘导线可以减小变压器的体积和漏感。当前118页，总共174页。变压器的漏感：理想的变压器初级绕组产生的磁通应该全部穿过次级绕组，即初级绕组的能量完全传送到次级绕组（或耦合到次级绕组），没有任何损失和泄漏。但是实际上变压器不可能没有任何泄漏，变压器初级绕组的能量不能完全传送到次级绕组。当前119页，总共174页。变压器的漏感：变压器初级绕组产生的磁通不能全部穿过次级绕组（或耦合到次级绕组）。在存在磁通泄漏的情况下，变压器泄漏出去的磁通就会在绕组或导体中产生一个附加的电感，这种电感称之为“漏感”。漏感就像一个独立串联在初级绕组上的电感。当前120页，总共174页。变压器的漏感：漏感是指原级线圈所产生的磁力线不能都通过次级线圈，因此产生漏磁的电感。变压器的漏感是指，变压器初级绕组和磁芯在电流的作用下产生的磁力线在向次级耦合的过程中，部分磁力线由于结构材料等的原因飞出了电-磁-电回路，造成了电磁能量的损失。当前121页，总共174页。变压器的漏感：漏感太大将导致变压器的电磁耦合能力下降，也就是能量传输能力下降。在闭环回路中，由于漏感太大导致的次级能量不足反馈到初级电流的不断增大会导致变压器的饱和。当然初级有电流保护的情况，变压器应该不会饱和。当前122页，总共174页。变压器的漏感开关电源变压器一般可以等效成下图所示电路。在下图，Ls为漏感，也可称为分布电感，Cs为分布电容，R为等效负载电阻。其中分布电容Cs还应该包括次级线圈等效到初级线圈一侧的分布电容，即次级线圈的分布电容也可以等效到初级线圈回路中。当前123页，总共174页。开关电源等效电路图当前124页，总共174页。变压器的漏感：由于漏感Ls的存在，增大了变压器初级绕组的反激电压，即开关管Q1关断时，变压器初级绕组的反激电压增大了。漏感越大，则变压器初级绕组承受的反激电压越大。当前125页，总共174页。变压器的漏感：分布电感Ls和分布电容Cs可以看成是一个串联振荡回路，当开关管Q1开始导通的时候，振荡回路开始吸收能量，输入电压对Ls和Cs进行充电，此时，振荡回路会抑制输入电流上升率的增长；当开关管Q1完全导通以后，脉冲进入平顶阶段，相当于输入脉冲电压的上升率为0，此时，振荡回路开始释放能量，振荡回路产生阻尼振荡。当前126页，总共174页。当开关管Q1导通过后，开关管开始关断，振荡回路又开始再次释放能量，振荡回路再次产生阻尼振荡。由于变压器漏感和寄生电容引起的阻尼振荡现象称为“振铃现象”。当前127页，总共174页。开关电源关断时刻的尖峰电压波形当前128页，总共174页。（2）减小变压器漏感任何变压器都存在漏感，开关变压器的漏感对开关电源的影响很大。由于开关电源漏感的存在，当开关管断开时瞬间产生反电势，容易把开关管击穿；漏感还可以与分布电容组成振荡回路，使得开关电源产生“振铃现象”，使得开关电源产生振荡并向外辐射电磁能量，造成电磁干扰。当前129页，总共174页。漏感的大小与绕组砸数的平方成正比，因此减少绕组砸数可以明显的减小漏感，也就减小了初级绕组的反激电压，也有利于减少“振铃现象”。但是对一个确定的开关电源来说，绕组砸数不可能无限制无条件的减少，因此单纯依靠减少绕组砸数来减小漏感不现实。当前130页，总共174页。减小漏感的另外一种方法是增加绕组之间的耦合程度，也就是绕组之间排列的更紧密一些。但是绕组之间更为紧密的排列容易造成绝缘问题。减小漏感可以采用多线绕组的方法，即把两根或多根导线放在一起绕，导线之间并不绞在一起。当前131页，总共174页。减小漏感最常用的方法是采用“三明治”绕制方法，如下图所示。当前132页，总共174页。当前133页，总共174页。另外，还要减小匝间分布电容。采用累进式绕制方法可以更好的减小匝间分布电容。减小匝间分布电容的绕制方法如下图所示。当前134页，总共174页。当前135页，总共174页。5.输出级的设计输出级结构：当前136页，总共174页。输出整流二极管在开关电源中，所需的整流二极管必须具有正向压降低、快速恢复的特点，还应具有足够的输出功率。普通的PN结二极管不适于作为开关使用。主要是因为它们恢复得慢，并且效率也低。当前137页，总共174页。在开关电源中，可以使用以下三种类型的整流二极管：快速恢复二极管；超快恢复二极管；肖特基整流二极管；当前138页，总共174页。肖特基整流二极管的正向压降最小，一般0.3V~0.6V，效率最高。肖特基势垒整流二极管的反向恢复时间一般小于10ns。因此，肖特基势垒整流二极管是首选的整流二极管。但是，肖特基势垒整流二极管的耐压值不高，一般只有40V~50V，因此肖特基势垒整流二极管只能应用于输出电压低于15V的场合。当前139页，总共174页。快速恢复二极管和超快恢复二极管的反向恢复时间更短，一般为ns级，其正向压降一半为0.8V~1.1V，而超快恢复二极管的反向恢复时间最短。当输出整流二极管承受的反向电压超过肖特基势垒整流二极管耐压时，要选用超快恢复二极管。当前140页，总共174页。当前141页，总共174页。当前142页，总共174页。在任何开关电源的输出电路设计中，都应严格选择整流二极管的反向截止电压和正向电流。输出整流二极管必须满足：

当前143页，总共174页。式中，输出整流二极管的最大反向峰值电压由下式确定：式中，U0为输出电压；IOM为额定输出电流。当前144页，总共174页。另外必须注意，在选择输出整流二极管时，其反向恢复时间参数trr至少比开关管（如mosfet）的上升时间低三倍。当前145页，总共174页。UC3842及其外围电路当前146页，总共174页。UC3842及其外围电路当前147页，总共174页。当前148页，总共174页。启动电压及工作电压：16V振荡频率：40kHz单位：f—Hz；RT—Ω；CT—F；当前149页，总共174页。RC振荡器的锯齿波波形：当前150页，总共174页。选择RT和

CT的注意事项：RT和

CT的选择不是任意的。只要RT和

CT的乘积为某一固定值，RT和

CT的各种组合都可以得到同样的振荡频率，但是在给定振荡频率下，只有一种RT和

CT的组合。当前151页，总共174页。误差放大器的补偿网络：误差放大器的1脚和2脚之间可以接一个补偿网络。该补偿网络的本质是一个负反馈环节，实现PI（比例-积分）控制。补偿网络由电阻和电容组成。当前152页，总共174页。误差放大器的同相输入端为芯片内部的2.5V参考电压；反相输入端为输出电压的反馈电压。在额定输出电压时，反馈电压为2.5V。当误差放大器的输出电压低于1.4V时，UC3842不输出PWM脉冲。当前153页，总共174页。启动电阻R1与启动电容C22的计算：UC3842的额定启动电流为0.5mA，最大启动电流为1mA；UC3842的启动电压为16V；启动时，UC3842外围电路所需电流约1mA；所以，总的启动电流取为当前154页，总共174页。启动电阻R1为：启动电阻R1的功率为：当前155页，总共174页。UC3842启动结束后，UC3842的消耗电流将随着对MOSFET的驱动而增加到100mA左右（主要随负载变化），该电流由电容C22提供。这时，C22上的电压将发生跌落，当C22上的电压降到10V以上时，UC3842仍然能够正常工作。当前156页，总共174页。自馈绕组实现自馈电的时间Ton根据开关周期决定，一般20KHZ以上都在5ms以内，于是C22的容量为当前157页，总共174页。如果需要更大的MOSFET驱动电流，启动电容C22可以大一些，启动电容C22越大，则启动时间越长，可以起到软启动的作用。当前158页，总共174页。电流负反馈和电流保护电路电流采样电路由R11、R18、C23组成。其中，R11为电流采样电阻；R18和C23组成RC低通滤波器，为电流采样信号滤波，消除尖峰脉冲，如下图。当前159页，总共174页。当前160页，总共174页。要求：RC滤波电路的时间常数