毕业设计论文DCDC变换器电路设计及仿真

word文档可自由复制编辑word文档可自由复制编辑word文档可自由复制编辑目录第一章绪论.........................................................21.1研究背景.......................................................21.2课题意义.......................................................2第二章DC-DC工作原理..................................................32.1DC-DC变换的概念...............................................32.2变换器的工作方式...............................................32.3DC-DC变换器的基本电路图及工作原理.............................3第三章整体方案以及电路的设计.........................................93.1设计要求.......................................................93.2方案论证......................................................103.2.1设计思路....................................................103.2.2方案论证....................................................103.2.3总体电路图设计..............................................113.3主要器件介绍..................................................123.3.1SG3524芯片的简介...........................................12SG3524.............................................................133.3.2驱动模块....................................................14第四章电路装配以及调试..............................................154.1设计亮点......................................................154.2装调心得......................................................154.3调试过程中所遇到的问题：......................................154.4性能测试结果...................................................164.4.1开关特性测试................................................16结束语................................................................19致辞..................................................................20第一章绪论1.1研究背景在人们的生活中，电力已成为与生产生活息息相关的一部分，在各个场合，人们都需要各式各样的电力来为其服务，然而并不是所有的电力都能在一开始就能满足需要，于是就要求有电力变换的过程。在电子设备领域中，通常将整流器称为一次电源，而将DC/DC变换器称为二次电源。一次电源的作用是将单相或三相交流电网变换成安全的直流电源。目前，在电子设备中用的一次电源中，传统的相控式稳压电源己被高频开关电源取代，高频开关电源通过MOSFET或IGBT实现高频工作，开关频率一般控制在50kHz～100kHz范围内，实现高效率和小型化。电子设备中所用的集成电路的种类繁多，其电源电压也各不相同,在电子供电系统中，采用高功率密度的高频DC/DC隔离电源模块,从中间主线电压变换成所需的各种直流电压，可以大大减小损耗、方便维护,且安装和增容非常方便。一般都可直接装在标准控制板上，对二次电源的要求是高功率密度。因为电子设备容量的不断增加，其电源容量也将不断增加。1.2课题意义DC/DC变换器将一个固定的直流电压变换为可变的直流电压,这种技术被广泛应用于无轨电车、地铁、列车、电动车的无级变速和控制，同时使上述控制具有加速平稳、快速响应的性能,并同时收到节约电能的效果。用直流斩波器代替变阻器可节约20％～30％的电能。直流斩波器不仅能起到调压的作用(开关电源),同时还能起到有效抑制电网侧谐波电流噪声的作用。DC/DC变换器是一种能高效实现直流到直流功率变换的混合集成功率器件，主要采用了高频功率变换技术，即将直流电压通过功率开关器件变换成高频开关电压，且输入与输出之间完全隔离。该产品主要应用于航空、航天、通信、雷达、以及其他所有采用分布式供电体系的领域。直流-直流变换器（DC/DC）广泛应用于各个领域，按额定功率的大小来划分，DC/DC可分为750W以上、750W～1W和1W以下3大类。进入20世纪90年代，DC/DC变换器在低功率范围内的增长率大幅度提高，其中6W～25WDC/DC变换器的增长率最高，这是因为它们大量用于直流测量和测试设备、计算机显示系统、计算机和军事通讯系统。由于微处理器的高速化，DC/DC变换器由低功率向中功率方向发展是必然的趋势，所以251W～750W的DC/DC变换器的增长率也是较快的，这主要是它用于服务性的医疗和实验设备、工业控制设备、远程通讯设备、多路通信及发送设备，DC/DC变换器在远程和数字通讯领域有着广阔的应用前景。第二章DC-DC工作原理2.1DC-DC变换的概念DC-DC变换即直流斩波，将直流电压变成固定或可调的直流电压。2.2变换器的工作方式变换器的工作方式分为以下五种:正激变换器在Buck电路的开关管与续流二极管之间加入变压隔离器便得到一个单端正激变换器。由于在开关管关断时，电压有尖刺，输出电压有纹波，故多在小功率场合得到应用。反激变换器是由Buck-Boost推演并加变压隔离器后得到的。它的电路简单，能够高效提供直流输出，因此在要求有多组直流输出电压时特别常用，它的缺点是关断时电压有尖刺，输出纹波电压过大，通常输出功率在250W以下，电压和负载调整率要求在5%-8%左右。推挽变换器带中心抽头变压器原边两组线圈轮流工作的线路一般称为推挽线路。由于功率开关管电压应力两倍与电源电压V，而且主变压器原边利用率也不s如全桥、半桥那样高，输出电压随输入电压和负载变化而变化。但是在低输入电压（如48V）时，推挽电路比半桥或全桥优越。因为任何时候最多只有一个开关元件工作，对于输出相同功率，开关损耗比较小。所以推挽在低压输入的大功率变换器（1000W）得到广泛应用。半桥式变换器由两个电容器和两个开关管组成两个桥，桥的对角线接变压器的原边绕组，故称半桥变换器。半桥式变换器减小了原边开关管的电压应力，结构简单，功率器件少，所以在中小功率场合得到广泛应用。全桥式变压器主变压器只需要一个原边绕组，通过正、反向的电压得到正、反向磁通，副边有一个中心抽头绕组采用全波整流输出。因此变压器铁心和绕组的最佳利用，使效率、功率密度得到提高。功率开关在非常安全的情况下运作。2.3DC-DC变换器的基本电路图及工作原理直流斩波电路的主要是实现直流电能的变换，对直流电的电压或电流进行控制。按照输入电压与输出电压之间的关系，可以分为六种不同的形式，分别为降压斩波电路（BUCK）、升压斩波电路（BOOST）、升降压斩波电（BUCK-BOOST）、Cuk斩波电路、Sepic斩波电路和Zeta斩波电路。其中前两种是最基本的电路，一下接受四种常见电路形式。word文档可自由复制编辑word文档可自由复制编辑word文档可自由复制编辑(1)(1)降压斩波电路斩波电路的典型用途之一是拖动直流电动机，也可带蓄电池负载，两种情况下负载中均会出现反电动势，如图3-1中Em所示。为使io连续且脉动小，通常使L值较大。数量关系电流连续时，负载电压平均值（2-1）a——导通占空比，简称占空比或导通比Uo最大为E，减小a，Uo随之减小——降压斩波电路。也称为Buck变换器。负载电流平均值I=Ud/R（2-2）电流断续时，Uo平均值会被抬高，一般不希望出现斩波电路三种控制方式a脉冲宽度调制（PWM）或脉冲调宽型——T不变，调节ton，应用最多b频率调制或调频型——ton不变，改变Tc混合型——ton和T都可调，使占空比改变图2-1降压斩波电路的原理图及波形a）电路图b）电流连续时的波形c）电流断续时的波形(2)升压斩波电路升压斩波电路的基本原理：假设假设L值、C值很大，V通时，E向L充电，充电电流恒为I1，同时C的电压向负载供电，因C值很大，输出电压Uo为恒值，记为Uo。设V通的时间为ton，此阶段L上积蓄的能量为EI1tonV断时，E和L共同向C充电并向负载R供电。设V断的时间为toff，则此期间电感L释放能量为（2-3）图3-2升压斩波电路及其工作波形a）电路图b）波形稳态时，一个周期T中L积蓄能量与释放能量相等，得（2-4）输出电压高于电源电压，故称升压斩波电路。也称之为boost变换器进一步分析：aL储能之后具有使电压泵升的作用b电容C可将输出电压保持住word文档可自由复制编辑word文档可自由复制编辑word文档可自由复制编辑b负载调整率（输出内阻R0）负载调整率又称电流调整率，它是在规定输入电压下，用负载电流从零（空载）到最大值（满载）时，输出电压的相对变化率来表示的。负载调整率也可用动态输出内阻R0来表示。若负载电流的变化引起输出电压的变化，则R0定义为在输入电压及环境温度不变的条件下，V0与I0的比值。R0反映了负载变动时，输出电压V0维持稳定的能力。显然，R0越小，则当I0变化时，输出电压变化越小，即越稳定。c输出纹波电压V01整流输出的纹波电压Vs1，经过稳定电压的稳压作用，使稳压电源的稳波输出电压V0大大地降低。而稳波输出降低的程度与稳压电路的稳定系数S有关，其关系式V01=S*V0*Vs1/Vs，一般规定输出纹波电压小于100mv。3.2方案论证3.2.1设计思路驱动驱动模块变压器PWM输出1输出2电压源DC--馈反馈反馈本设计考虑到宽范围输入，同时多路固定输出，并使其有一定负载能力。所以电路本身要有相应自我调整功能。由直流电压源提供输入电压经过PWM控制芯片来快速开关驱动模块，经变压器整流后输出，输出电压提供两路反馈信号同时控制PWM芯片来稳定输出电压。设计框图如图3-13.2.2方案论证调制控制器的设计方案论证与选择：方案一：采用电压控制型脉宽调制器。电源输出电压的采样反馈值Vf与参考电压Vr进行比较放大，得到误差信号Ve，它与锯齿波信号比较后，PWM比较器输出PWM控制信号，经驱动电路驱动开关管通断，产生高频方波电压，由高频变压器传输至副方，经整流滤波得到所需要的电压。改变电压给定Vr，即可改变输出电压Vo。另外设计中输出整流部分的二极管采用肖特基二极管（本设计中采用IRF540）因为普通二极管的工作是利用半导体PN结的单向导电特性，而肖特基二极管则是利用金属和半导体接触产生的势垒而起到单向导电作用，它是以多数载流子工作的整流器件，因而在开关时没有少数载流子的存储电荷和移动效应。所以，肖特基二极管的开关速度非常快，反向恢复时间trr很短(小于几十ns)；同时，其正向压降VF较小，尤其适用于高速开关电路和低压大电流输出电路，具有较高的整流效率和可靠性。其次普通硅二极管的耐压可以做得较高，但是它的恢复速度低，只能用在低频的整流上，如果是高频的就会因为无法快速恢复而发生反向漏电，最后导致管子严重发热烧毁；肖特基二极管的耐压能常较低，但是它的恢复速度快，可以用在高频场合，其原理框图如图3-2。电源锯齿波电路隔离反馈输出整流滤波ZPWM比较器v锯齿波电路隔离反馈输出整流滤波ZPWM比较器vVo开关管误差放大器VeVrVf方案二：脉冲频率调制，即PFM。PWM是频率的宽和窄的变化,PFM是频率的有和无的变化,PWM是利用波脉冲宽度控制输出,PFM是利用脉冲的有无控制输出。对于外围电路一样的PFM和而言,其峰值效率PFM与PWM相当,但在峰值效率以前,PFM的效率远远高于PWM的效率,这是PFM的主要优势。PFM相比较PWM：滤波困难（谐波频谱太宽）。峰值效率以前,PFM的频率低于PWM的频率,会造成输出纹波比PWM偏大。PFM控制相比PWM控制IC价格要贵。PFM之所以应用没有PWM多最主要的一个原因就是PWM的巨大优点了：控制方法实现起来容易，PFM控制方法实现起来不太容易。综上，选用方案一，具有更高的可靠性和实用价值。3.2.3总体电路图设计本设计整体电路图如图3-3图3-33.3主要器件介绍3.3.1SG3524芯片的简介SG3524开关电源集成控制器采用了先进的脉宽调制（PWM）控制，工作频率高于100kHz；工作电压范围为6～40V，片内基准电压为5V，基准源负载能力达50mA；片内开路集电极、发射极驱动管的最大输出电流为100mA；工作温度范围为0～十70℃。SG3524引脚配置图与内部结构框图如下图3-4所示。大器输出电压时，比较器输出高电平，“或非”门输出低电平，使输出晶体管截止；反之，锯齿波电压低于误差放大器输出电压时，比较器输出低电平，使输出晶体管导通。触发器。经触发脉冲触发，触发器两输出端分别交替输出高低电平，以控制输出级“或非”门的输入端。两个“或非”门各自的三个输人端分别受触发器、振荡器和比较器（脉宽调制器）的输出脉冲控制。输出晶体管。它是由两个中功率NPN型晶体管构成，每管的集电极和发射极都单独引出，其中还包含抗饱和电路和过电流保护电路，每管可输出100mA电流。3.3.2驱动模块驱动模块采用推挽式结构，考虑到输出电压要有一定的负载能力且效率达到理想结果，所以采用驱动部分采用推挽式结构。由于推挽式变压器开关电源中的两个控制开关K1和K2轮流交替工作(其中K1，K2相当于SG3524的11，14脚)，K1，K2为MOS管栅极提供电压使变压器快速导通管断，大大提高了电路的效率。其输出电压波形非常对称，并且开关电源在整个工作周期之内都向负载提供功率输出，因此，其输出电流瞬间响应速度很高，电压输出特性很好。推挽式变压器开关电源是所有开关电源中电压利用率最高的开关电源，它在输入电压很低的情况下，仍能维持很大的功率输出，所以推挽式变压器开关电源被广泛应用于低输入电压的DC/AC逆变器，或DC/DC转换器电路中。推挽式开关电源经桥式整流或全波整流后，其输出电压的电压脉动系数Sv和电流脉动系数Si都很小，因此只需要一个很小值的储能滤波电容或储能滤波电感，就可以得到一个电压纹波和电流纹波都很小的输出电压。因此，推挽式开关电源是一个输出电压特性非常好的开关电源。而半桥式以及全桥式开关电源都有一个共同缺点，就是当两个控制开关K1和K2处于交替转换工作状态的时候，两个开关器件会同时出现一个半导通区，即两个控制开关同时处于接通状态；这是因为开关器件在开始导通的时候，相当于对电容充电，它从截止状态到完全导通状态需要一个过渡过程；而开关器件从导通状态转换到截止状态的时候，相当于对电容放电，它从导通状态到完全截止状态也需要一个过渡过程；当两个开关器件分别处于导通和截止的过渡期间，就会同时出现半导通状态，此时，相当于两个控制开关同时接通，会对电源电压产生短路，在两个控制开关的串联回路中将出现很大的电流，而这个电流并没有通过变压器负载。因此，在两个控制开关K1和K2分别处于导通和截止的过渡期间，两个开关器件将会产生很大的功率损耗。而推挽式开关电源不会存在这种损耗。因为，当控制开关K1将要关断的时候，开关变压器的两个初级线圈N1绕组和N2绕组都会产生反电动势，而N2绕组产生的反电动势正好与输入电流的方向相反；此时，即使是K2开关器件处于半导通或全导通状态，在短时间内，在K2组成的电路中都不会出现很大的工作电流，并且在电路中，两个控制开关也不存在直接串通的回路；因此，推挽式开关电源不会像半桥式，以及全桥式开关电源那样出现两个控制开关同时串通的可能性，这也是推挽式开关电源的一个优点。推挽式开关电源的主要缺点是两个开关器件需要很高的耐压，其耐压必须大于工作电压的两倍，因此，推挽式开关电源在220V交流供电设备中很少使用。另外，直流输出电压可调整式推挽开关电源输出电压的调整范围比反激式开关电源输出电压的调整范围小很多，并且需要一个储能滤波电感；因此，推挽式开关电源不宜用于要求负载电压变化范围太大的场合，特别是负载很轻或经常开路的场合。推挽式开关电源的变压器有两组初级线圈，对于小功率输出的推挽式开关电源是个缺点，对于大功率输出的推挽式开关电源是个优点。因为大功率变压器的线圈绕组一般都用多股线来绕制，因此，推挽式开关电源的变压器的两组初级线圈与用双股线绕制没有根本区别，并且两个线圈与单个线圈相比可以降低一半电流密度。word文档可自由复制编辑word文档可自由复制编辑word文档可自由复制编辑第四章电路装配以及调试4.1设计亮点传统的PWM调制系统是从主绕组上取出采样信号作为反馈信号，从而对输出进行调制。而本设计从两路输出的电压作为反馈信号，同时对两路电压稳定输出。可对两路负载能力进行调整，大大提高了稳压精度，如图4-1。UfUfUf1Uf2+--PWM反馈反馈4.2装调心得开关导通和关断都存在一个电流环路，这两个环路都是高频、大电流的环路，所以在布局和布线时都要将此二环路面积设计得最小。用于反馈的取样电压要输出电容上引出，并注意芯片或开关管的散热。电容引线不能太长，尤其是高频旁路电容不能有引线。DC/DC变换器、开关元件和整流器应尽可能靠近变压器放置，以使其导线长度最小。4.3调试过程中所遇到的问题：4.3.1输出电压无法稳定。解决途径：静态测试，用万用表检查电路各点准确无误且电源与地之间无短路，同时确定各个元器件参数准确无误。通电检查各点电压a.检查基准电压是否正确。b.检查1，2脚电压是否在正确范围内。c.测量反馈电压。重新换掉主控芯片，比较测试结果是否相同，来确定芯片是否有损坏。若以上几点对于主电路都无问题，其次考虑驱动部分。当重新替换新的c2073，输出电压仍不稳定。因此考虑其他驱动模块，本电路设计采用MOSIRF540,输出电压可以快速达到稳定状态且MOS管可以提高输出效率，是输出快速达到稳定状态。综上可知，三极管c2073本身参数与本设计电路图不符，所以放弃。输出电压不能提前达到稳压电解决途径：考虑所有影响到驱动模块驱动能力的元器件，使其快速导通，达到理想的驱动效果。电路图中影响驱动能力的元器件的参数分析：R6,R7增大或减小时直接影响到Q1,Q2的驱动能力，其阻值过大时，会导致Q1,Q2不起振，间接使输出电压负载能力减弱。R8,R9起MOS管的D极分压作用。其阻值大小影响到Q1,Q2的驱动能力，但要弱于R6,R7对其的影响。其阻值过小时，使得Q1,Q2不起振，阻值增大时，使Q1,Q2提前导通，增大驱动能力，使其提前到达稳压点。综上可得，适当增大R8,R9,同时减小R6,R7,从而使输入工作电压达到理想范围。实际结果表明原R8,R9阻值过大（R8,R9为1000欧），使MOS管失去了驱动能力。4.3.3测试中输出稳压值偏低于设计指标，调整部分电器参数后，稳压值仍不理想。解决途径：考虑影响到输出稳压值大小得决定因素，从而对稳压值进行调整，电路图中影响稳压值元器件的参数分析：反馈电阻R2R2增大时，输出稳压值增大，相应会延迟稳压点。R2减小时，输出稳压值减小，稳压点延迟不明显。初次级线圈通常次级大功率绕组应采用比初级线圈较粗的漆包线绕制，这是因为次级线圈中电流较大的原因。初次级线圈匝数之比约等于输入，输出电压之比。测试中输出稳压值低于理论值，可采用增加次级线圈来提升稳压值，同时可适当调整R2，是输出电压提前进入稳压值。4.4性能测试结果4.4.1开关特性测试检查电路连接无误后，用示波器探头连接MOS管的漏极，另一端接地。缓慢加输入电压，同时观察示波器的波形变换。当输入波电压为6V时，MOS管漏极开始起震，实际演示如图4-2,4-3,4-4图4-2图4-3word文档可自由复制编辑word文档可自由复制编辑word文档可自由复制编辑图4-4上述结果表明，SG3524芯片开始工作，且起震波形比较理想，可以快速起动管断以保证以下电路正常运行。主要技术指标测试电压调整率S当两路负载同时为36Ω，测量结果如表4-5输入电压(V)12V输出(V)5V输出(V)22.012.0694.90024.012.1024.93028.012.1344.95930.012.1305.01034.012.1344.93536.012.1364.95138.012.1594.950表4-5当两路负载同时为18Ω，测量结果如表4-6输入电压(V)12V输出(V)5V输出(V)22.011.3914.36224.011.4464.40426.011.6544.65328.011.9204.80330.011.9584.84832.011.9964.85434.012.0234.86638.012.0144.888表4-6可得电压电调整率(S=︱△Ui/△Uo︱×100％)如表4-7负载RL(Ω)3618 S1(12V) 0.53％3.8％ S2(5V) 0.3％3.2％表4-7结果表明随负载的加重，输入电压范围逐渐变窄，同时输出功率变大，在满足输出功率(大于10W)的同时来确定电压调整率。结论：输入电压在22V-38V,负载为36Ω时，输出功率为10.96W。输入电压在28V-38V,负载为18Ω时，输出功率为19.2W。同时，电压调整率均小于1%。负载调整率设定输入电压为30V，固定5V输出负载为34.90Ω，变换12V负载，测量结果如表4-8输出负载(Ω)输出电压(12V)输出电压(5V) ∞ 12.10 5.10 36.33 11.986 5.163 22.10 11.898 5.277 17.96 11.710 5.548 13.84 11.487 5.