第13讲-混频器与检波器

第11章其他常用微波电路

混频器与检波器1混频器的主要技术指标混频器是前端电路,其以下性能指标直接关系到接收机的特性(1)变频损耗。尽管混频器的器件工作方式是幅度非线性,但我们希望它是一个线性移频器。变频后的输出信号的幅度变化就是变频损耗或增益。一般地,无源混频器都是变频损耗。二极管混频器的变频损耗包括混合网络损耗（1.5dB左右）、边带损耗（3dB左右）、谐波损耗（1dB左右）和二极管电阻损耗（1.5dB左右）,典型值为7dB左右。在肖特基二极管电路中增加中频匹配电路来处理谐波,可以实现4dB变频损耗的混频器2(2)噪声系数:

描述信号经过混频器后质量变坏的程度,定义为输入信号的信噪比与输出信号的信噪比的比值。这个值的大小主要取决于变频损耗,还与电路的结构有关。肖特基二极管的导通电流直接影响混频器的白噪声,这个白噪声随电路的不同而不同,在混频器的变频损耗上增加一个小量。如变频损耗为6dB,白噪声为0.413dB,则噪声系数为6.413dB。这种增加量随本振功率的变化不是线性的。3表11-1双平衡混频器本振与特性关系混频器性能与本振功率有最佳值。

4双边带（DSB）与单边带(SSB)混频器的噪声问题:本振与信号或本振与信号镜频都会输出中频信号,通常的射频/微波系统都是用单边中频信号输出,镜频的存在必然带来损耗。在噪声测量中采用冷热噪声源,这种源的输出信号宽带包括了镜频,而微波滤波器又不可能滤除它,这样就会在中频系统中有镜频的贡献,信号增加一倍。讨论单边带接收机的特性时,噪声测量值要加3dB。5(3)线性特性。

1dB压缩点:与第8章的定义相同。在输入射频信号的某个值上,输出中频信号不再线性增加,而是快速趋于饱和。拐点与线性增加相差1dB的信号电平。混频器的1dB压缩点与本振功率有关,因为混频器是本振功率驱动的非线性电阻变频电路。对于双平衡混频器,1dB压缩点比本振功率低6dB。

1dB减敏点:描述混频器的灵敏度迟钝的特性,与1dB压缩点有关,也是雷达近距离盲区的机理。对于双平衡混频器,1dB减敏点比

1dB压缩点低2～3dB。动态范围:最小灵敏度与1dB压缩点的距离,用dB表示。通常的动态范围要大于60dB。动态范围的提高,意味着系统的成本大幅度增加。谐波交调：与本振和信号有关的交调杂波输出。三阶交调：输入两个信号时的IP3,定义为1dB压缩点与三阶输出功率线的距离。6(4)本振功率。混频器的指标受本振功率控制。若本振功率不够,混频器就达不到预定指标。产品混频器都是按功率dBm值分类的,如7dBm、10dBm、17dBm本振（LO）。(5)端口隔离。三个端口LO、RF、IF频率不同,互相隔离指标,dB越高越好。端口隔离与电路设计、结构、器件和信号电平有关,一般要大于20dB。(6)端口VSWR。三个端口的驻波比越小越好。尤其是RF口,它会影响到整机灵敏度。(7)直流极性。一般地,射频和本振同相时,混频器的直流成分是负极性。(8)功率消耗(简称功耗)。功耗是所有电池供电设备的首要设计因素。无源混频器消耗LO功率,而LO消耗直流功率,LO功率越大,消耗直流功率越多。混频器的输出阻抗对中放的要求也会影响中放的直流功耗。7图11-12理想混频器混频器的原理理想的混频器是一个开关或乘法器,如图11-12所示,本振激励信号（LO,fp）和载有调制信息的接收信号（RF,fs）经过乘法器后得到许多频率成分的组合,经过一个滤波器后得到中频信号（IF,fIF）。8通常,RF的功率比LO的小的多,不考虑调制信号的影响,乘法器的输出频率为

fd=nfp±fs

（11-1）

微波工程中,可能的输出信号为三个频率之一:

差频或超外差fIF=fp-fs

谐波混频fIF=nfp-fs

和频或上变频fIF=fp+fs9图11-13超外差混频器的频谱最关心的是超外差频率,绝大部分接收机都是超外差工作,采用中频滤波器取出差频,反射和频,使和频信号回到混频器再次混频。外差混频器的频谱如图11-13所示,RF的频率关于LO的频率对称点为RF的镜频。镜频的功率和信号的功率相同,由于镜频与信号的频率很近,可以进入信号通道而消耗在信号源内阻。恰当处理镜频,能够改善混频器的指标。10

LO控制的开关特性可以用几种电子器件构成,肖特基二极管在LO的正半周低阻,负半周高阻近似为开关。在FET中,改变栅源电压的极性,漏源之间的电阻可以从几欧姆变到几千欧姆。在射频或微波低端,FET可以不要DC偏置,而工作于无源状态。BJT混频器与FET类似。根据开关器件的数量和连接方式,混频器可以分为三种:单端、单平衡、双平衡。图11-14是三种混频器的原理结构。微波实现方式就是要用微波传输线结构完成各耦合电路和输出滤波器,耦合电路和输出滤波器具有各端口的隔离作用。图11-14三种混频器的原理结构11单端混频器的优点：(1)结构简单,成本低,在微波频率高端,混合电路难于实现的情况下更有优势。(2)变频损耗小,只有一个管子消耗功率。(3)本振功率小,只需驱动一个开关管。(4)容易DC偏置,进一步降低本振功率。单端混频器的缺点:(1)对输入阻抗敏感。(2)不能抑制杂波和部分谐波。(3)不能容忍大功率。(4)工作频带窄。(5)隔离较差。单平衡混频器和双平衡混频器的优缺点与单端混频器相反。根据整机要求,选择合适的混频器结构,再进行详细设计。12单端混频器设计经典的单端混频器在宽频带、大动态的现代微波系统中极少使用,但在毫米波段和应用微波系统中还有不少使用场合。设计的主要内容就是为三个信号提供通道,如图所示。图11-15单端混频器原理(a)和微带原理(b)微带实现(c)单端混频器的设计困难是输入端的匹配,二极管的非线性特性使得混频器的输入阻抗是时变的,无法用网络分析仪测出静态阻抗,只能得到折中的估计值。13单平衡混频器设计单平衡混频器的优点在于抑制本振噪声,抵消部分谐波。以本振功率的增加来提高动态范围,要用到平衡混合网络,这会带来一定的损耗。常用的平衡混合网络为180°和90°两种。微波结构在5GHz以上用分支线或环行桥,5GHz以下用变压器网络,微封装结构指标好。毫米波段用波导正交场或MMIC。单平衡混频器的原理如图11-16所示。图11-16单平衡混频器原理14图11-17两种常用的微带混频器分支线和环行桥的原理见第8章。图11-17为两种常用的微带混频器。表11-2归纳出了常用微带混合电路的特性。15双平衡混频器设计在微波低端使用最多的是微封装双平衡混频器。这种混频器隔离度好,杂波抑制好,动态范围大,尺寸小,性能稳定,便于大批量生产。缺点是本振功率大,变频损耗比较大。典型的双平衡混频器如图11-18所示,四只二极管为集成芯片,变压器耦合网络尺寸很小,结构紧凑,匹配良好。对于LO信号,端口RF+和RF-为虚地点,不会有LO进入RF回路。同样,RF信号不会进入LO回路,隔离可达到40dB。图11-18环形双平衡混频器图（a）是IF抽头处波形,图(b)

是中频滤波器后波形,包络始终没变化。

图11-19双平衡混频器的开关输出波形16图11-20星形双平衡混频器四个二极管也可以星形连接,如图11-20所示。为了提高动态范围,增加承受功率,加大隔离,每个臂上的二极管可以用一个元件组取代,带来的缺点是本振功率的增加。图11-21给出不同结构及其所要求的本振功率。图11-21几种臂元件组合所需本振功率17图11-22用传输线实现变压器微波频率提高后,变压器网络可以用传输线来实现。图11-22为用传输线实现变压器的原理。槽线、鳍线等具有对称性的传输线都可以做混合网络。但是,中间抽头不好找、中频输出滤波不好实现等困难,使得传输线结构的双平衡混频器的指标比不上变压器结构。因此,5GHz以上频率大量使用前述单平衡混频器。18图11-23晶体管IC型双平衡混频器晶体管双平衡混频器晶体管IC型双平衡混频器如图11-23所示。RF加在V1和V2之间,LO加在V3、V4、V5、V6上,起开关作用。这种混频器在射频段有10dB以上的增益,灵敏度高,噪声为5dB左右,到了微波频段噪声较大。随着微电子技术的发展,将会有大量产品可使用。19场效应管混频器

FET混频器的增益和噪声都比较好。基于FET的MMIC有源混频器已经有广泛的使用。前述二极管混频器有两个特点:可用一阶近似进行线性分析;实际中二极管混频器与电路设计关系不大。FET有源混频器不具备上述特点,分析时除了小信号条件外,还要用其他非线性设计工具,噪声分析更加复杂。因为二极管的电导是指数函数,而FET是平方函数,后者的频率成分更多。图11-24是FET混频器的两个基本结构。图11-24FET混频器20图11-25波导正交场平衡混频器正交场平衡混频器在波导中,几乎都采用正交场结构混频器。如图11-25所示是单平衡混频器,利用波导内TE10模的电力线方向垂直实现隔离,靠边界条件的扰动把本振功率加到二极管上。21图11-26肖特基势垒二极管的直流和微波特性

(a）正向直流特性;(b）反向结电容;混频器的其他知识图11-26给出肖特基二极管特性和不同半导体的肖特基二极管的交直流参数,以便设计和估算混频器的工作情况。22

图11-26肖特基势垒二极管的直流和微波特性（c）噪声系数和中频输出阻抗与本振功率的关系;23图11-26肖特基势垒二极管的直流和微波特性（d）不同半导体材料的二极管特性(9GHz)24混频器设计参考例子研究背景现代通信系统广泛采用超外差接收机，在接收单边带信号时，超外差接收机极易受到镜频信号的干扰，因此镜频抑制就显得非常重要。在信号接收端加镜频抑制滤波器和使用多次变频技术都可以实现镜频抑制，但是这两种方法都存在着一定的不足之处。在信号频率高、中频频率低的系统中使用镜频抑制混频器可以解决前面两种方法所面临的问题。并且在信号频率改变时，镜频抑制混频器也可以自动识别出相应的镜像频率，因而它也可以用于宽带系统中。为何采用镜频抑制混频器?系统工作在高频段时，如果采用基波混频，就需要同频段的本振信号源，然而高频段的本振信号源成本高且实现起来比较困难。谐波混频器可用低频段的本振源代替高频段的本振源，降低成本，提高稳定性。为何采用谐波混频器?综上所述，将谐波混频器与镜频抑制混频器结合起来，运用于高频段、低中频的系统中，可以有效地节约系统成本，提高系统性能。因此研究性能优良的谐波镜频抑制混频器具有重要的价值和意义。25采用HFSS软件和ADS软件对电路进行仿真，分别设计和制作K波段的二次谐波镜频抑制混频器和四次谐波镜频抑制混频器，混频器采用混合集成电路，基片选用RogersRT/Duriod5880，非线性器件选用Alpha公司的反向并联二极管对DMK2308。研究目标及技术指标（1）二次谐波镜频抑制混频器的指标：信号频率：20~21GHz中频频率：400MHz变频损耗：小于12dB镜频抑制度：大于20dB（2）四次谐波镜频抑制混频器的指标：信号频率：20~21GHz中频频率：100MHz变频损耗：小于14dB镜频抑制度：大于20dB主要技术指标：研究目标26镜频抑制混频器的理论分析镜频干扰原理图在混频器的射频输入端加镜频抑制滤波器。如果运用在高射频、低中频的宽带系统中，存在着一些不足之处：不仅要求滤波器的中心频率高，而且要求滤波器的带宽窄，实际中实现这样的滤波器极其困难；滤波器的带宽是固定的，因此不能用于宽带系统中。实现镜频抑制的方法一采用多次变频技术，是通过提高中频频率，因此可在第一级混频器前加滤波器来实现镜频抑制，因此它可以不用制作中心频率高、带宽极窄的滤波器，但是多次变频技术需要多个本振源，必然会加大接收机的体积，增加接收机的成本。实现镜频抑制的方法二多次变频技术的原理图27

相位平衡式镜频抑制混频器比前述两种方案都更为理想，它是通过两路信号的相位差来实现镜频抑制。在单边带的接收系统中，它可以根据输入信号频率与本振信号频率的大小关系自动识别镜频信号，并且当射频信号频率发生改变时，镜像抑制混频器也可以识别出对应的镜频信号，所以非常适合用于宽带系统中。镜频抑制混频器的理论分析镜频抑制混频器原理图射频信号进入3dB正交耦合器后分为幅度相等相位正交的两路信号，本振信号通过3dB同相功分器分为两路幅度和相位都相等的信号，两路射频信号和本振信号进入两个单元混频器，混频后的中频输出会有90o的相位差，最后进入3dB中频正交耦合器合成中频输出。28在理想情况下，ωs<ωL时，在8端口中频反相抵消，在7端口中频同相合成输出，ωs>ωL

时7端口反相抵消输出为零，在8端口同相合成输出。镜频抑制混频器的理论分析实际的电路不可能是理想的，即3dB正交耦合器两路输出不可能完全等幅，相位差也不可能是准确的90o，同样3dB同相功分器也不可能做到两路输出相等。因此实际的电路中，镜频抑制度不可能是无穷大，幅度、相位的不平衡都会影响镜频抑制度。29谐波混频器的理论分析谐波混频器可以使所需本振信号的频率降低至基波信号频率的1/2、1/4、1/6甚至更低，谐波混频通常利用反相并联二极管对实现。本振和射频信号经过各自的匹配滤波电路进入反相并联二极管对，混频后通过中频匹配滤波电路选频而输出中频信号，射频和中频端口在二极管对的同一端，这样可以提高本振端口与射频端口的隔离度，防止本振信号进入射频端口，通过天线辐射出去，干扰其它电子设备。谐波混频的原理图二极管对的混频特性：（1）二极管对的外部电流值只包含本振的偶次谐波项，且幅度比单管混频时大一倍；（2）二极管对的内部电流只包含本振的奇次谐波项，电路输出的谐波分量少，可降低混频器的变频损耗；（3）外部电流不含直流项，所以不需要设置直流回路，混频器的结构得到了简化；（4）没有基波混频项输出，因而抑制了本振引入的噪声30二次谐波镜频抑制混频器的设计----方案常用的3dB正交耦合器有分支线耦合器和兰格耦合器。但是在K波段，这两种结构的耦合器尺寸太小，加工难度大，因此这里用一个威尔金森功分器和一段1/4射频波长的微带线代替射频端的3dB正交耦合器，该1/4射频波长微带线在两路输入射频信号之间产生90o的相位差。由于中频只有400MHz，因此采用集总参数LC网络实现90o移相，并且考虑到两路信号的隔离度对镜频抑制度的影响很大，因此利用集总参数的威尔金森功分器实现两路信号的合成。二次谐波镜频抑制混频器的方案31二次谐波镜频抑制混频器的设计----仿真图中λLO、λRF分别表示本振信号和射频信号的波长，1/4λLO开路微带线和1/2λRF短路微带线属于管座部分的设计，它们的作用分别是对本振信号和射频信号短路，由于中频频率较低，射频波长与中频波长相比可以忽略，因此1/2λRF短路微带线同样可以短路中频信号。管座部分的设计对谐波混频器来说非常重要，良好的管座设计能够有效地回收利用闲频，提高端口隔离度，降低变频损耗。由于二极管对对射频信号和本振信号的输入阻抗不是50欧，因此需要匹配网络将各端口的输入阻抗匹配到50欧，匹配电路采用单枝节调配器。二次谐波混频器电路图32二次谐波镜频抑制混频器的设计----仿真二极管的选取最终采用Alpha公司的DMK2308反向并联二极管对，根据Spice参数可得管子的截止频率为796.2GHz，远远大于混频器的工作频率。管座电路的仿真设计管座主要是对射频和本振信号短路，使各信号在电路中形成回路。管座的仿真模型管座电路仿真结果1/4λLO开路微带线:在射频信号输入端用于对本振信号短路，该微带线的长度约1/2λRF，对射频信号开路，因此不会影响射频信号的传输。1/2λRF短路微带线:在本振信号输入端用对射频信号和中频信号短路，对本振信号开路，同样也不会影响本振信号的传输。从图中可以看出，通过优化后的两条微带枝节满足设计要求。33匹配电路的仿真设计二次谐波镜频抑制混频器的设计----仿真计算二极管对输入阻抗的仿真模型反向并联二极管对的ADS模型二极管对在信号激励下显现的阻抗不是50欧姆，因此需要对电路进行阻抗匹配，利用大信号S参数仿真就可以计算二极管对对本振信号显现的输入阻抗。由仿真结果可知，本振信号的输入阻抗在本振功率为4dBm时为38.8-j58欧姆。同理射频信号的输入阻抗为13.4-j8.142。34二次谐波镜频抑制混频器的设计----仿真匹配电路的仿真设计为了提高仿真的准确性，将前面设计的管座电路一起放入模型中，仿真时固定管座电路的参数，只调节单枝节调配器的电路尺寸。结果显示，本振端口对本振信号匹配良好，由于管座电路是放在一起仿真的，因此管座电路对射频信号的短路作用也体现出来了。同理射频端口对射频信号匹配良好，对本振信号短路。本振端口匹配射频端口匹配35二次谐波镜频抑制混频器的设计----仿真射频带通滤波器的仿真设计平行耦合线带通滤波器是目前常用的一种带通滤波器，它有5%-25%的带宽，并且能够精确的设计。发夹线带通滤波实际上是平行耦合微带线折叠而成，这种结构容易激起表面波，导致滤波器性能不够理想。交指线滤波器结构紧凑，阻带宽，但在高频情况下加工难度大，误差影响大。1/4波长短截线带通滤波器是宽带滤波器，在窄带的情况下，短截线特性阻抗相差大，难实现。电容间隙耦合带通滤波器，带宽窄，不够紧凑，频率高于2GHz后有辐射损耗。综合考虑，射频带通滤波器采用平行耦合线结构。几种带通滤波器的结构带通滤波器的仿真模型带通滤波器的仿真结果36中频低通滤波器的仿真设计二次谐波镜频抑制混频器的设计----仿真设计低通滤波器时主要考虑对本振信号和射频信号的抑制作用，防止它们泄露到中频端口降低端口隔离度，增大变频损耗。低通滤波器采用阶跃阻抗结构，仿真结果显示：滤波器对本振信号和射频信号都有大于20dB的抑制。低通滤波器的仿真模型低通滤波器的仿真结果37二次谐波混频器的整体优化二次谐波镜频抑制混频器的设计----仿真利用ADS软件的谐波平衡法对混频器整体仿真优化，射频带通滤波器和中频低通滤波器用生成的s2p文件带入电路进行仿真。二次谐波混频器的整体仿真模型38二次谐波混频器的整体优化二次谐波镜频抑制混频器的设计----仿真二次谐波混频器的变频增益当本振输入功率为4dBm，中频固定在400MHz时混频器变频增益的仿真结果。从图中可以看出，在射频20GHz到21GHz的通带内变频损耗小于9.4dB。变频增益随本振功率的变化当射频频率为20.5GHz时，混频器变频增益耗随本振功率的变化曲线。本振功率为4dBm时变频损耗最低，最低值为8.4dB，本振功率在2dBm到6dBm的范围内变频损耗的变化基本上小于0.5dB。变频增益随射频输入功率的变化当射频为20.5GHz，本振功率为4dBm时变频增益随射频输入功率的变化。该图显示混频器的输入1dB压缩点在-7dBm处。39二次谐波镜频抑制混频器的设计----仿真射频功分器的仿真设计传统的威尔金森功分器两分支线的长度为λ/4，但是随着率的升高，分支线的长度变短，隔离电阻的尺寸变的与波长相当，就不能再看成集总元件，因此就要求电阻的尺寸要非常小，这样就使两分支线靠的很近，耦合变得较强。由于本研究的混频器的射频频率较高，采用一种变形的威尔金森功分器，即将原来长度为λ/4的分支线换成长度为3λ/4分支线，这样就使两分支线之间有足够的空间，不会出现强耦合。由于微带线上电流和电压是以λ/2为周期的，因此变形结构的威尔金森功分器和传统结构的威尔金森功分器电特性是一样的。传统的威尔金森功分器变形的威尔金森功分器40二次谐波镜频抑制混频器的设计----仿真射频功分器的仿真设计从图中可以看出，电路仿真和电磁仿真结果很相近，在射频频率20~21GHz的范围内，S21和S31在3.2dB左右，隔离度都大于20dB，满足设计要求。41本振功分器的仿真设计二次谐波镜频抑制混频器的设计----仿真由于本振频率不是很高，因此可以采用传统结构的威尔金森功分器。在本振频率9.8~10.3GHz的范围内，电路仿真和电磁仿真的S21和S31都小于3.1dB，隔离度都大于30dB，满足设计要求。42中频移相网络的仿真设计二次谐波镜频抑制混频器的设计----仿真因为中频信号频率较低只有400MHz，因此采用集总参数的移相器。根据以往经验，两路信号的隔离度对镜频抑制度的影响很大，为了提高两路信号的隔离度，这里不是将两路信号直接合成一路，而是在90o移相器的后面接一个集总参数的威尔金森功分器，根据文献中的方法设计了一款400MHz的集总参数威尔金森功分器，它们共同组成中频移相网络，同时这样做也便于在实际电路中对两路信号的幅度做调试。90o中频移相网络的仿真结果显示，在中频频率400MHz时，S12和S13分别为3.07dB和3.06dB，两支路幅度平衡，相差89.88度，满足设计要求。43二次谐波镜频抑制混频器的设计----仿真整体仿真将前面设计好的各个部分放在一起整体优化，利用谐波仿真控件对混频器进行仿真，该模型包括五个子电路，分别为两个二次谐波混频器、本振功分器、中频移相网络、射频正交功分器，其中射频正交功分器由射频威尔金森功分器和一段1/4射频波长的微带线组成，并且为了仿真端口隔离度，在混频器的各个端口都加了一个电压节点。44二次谐波镜频抑制混频器的设计----仿真整体仿真（a）二次谐波镜频抑制混频器的变频增益（c）变频增益随本振功率的变化（b）变频增益随射频输入功率的变化（d）各端口隔离度图（a）

给出了当本振输入功率为7dBm时混频器的变频增益。可知，混频器的变频损耗低于9.6dB，最小为8.6dB，满足设计要求。图（b）

是射频在20.5GHz时变频增益随本振功率的变化。可知，本振功率在7dBm时变频损耗最低，最低值为8.6dB，比单元二次谐波混频器的最佳本振激励4dBm高3dB。图（c）给出了当射频为20.5GHz，本振功率为7dBm时变频增益随射频输入功率的变化情况。可知，混频器1dB压缩点为-4dBm，比单元二次谐波混频器的1dB压缩点高3dB。图（d）

给出了各端口之间隔离度的仿真结果。可知，射频端口与中频端口的隔离度大于45dB，本振端口与中频端口的隔离度大于63dB，射频端口与本振端口的隔离度大于67dB。45二次谐波镜频抑制混频器的设计----仿真整体仿真为了方便仿真镜频抑制度，将射频端口的单音源改为双音源，将双音源的输入信号分别设为射频信号和镜频信号，并且射频信号和镜频信号的输入功率相等，在中频端口得到的中频信号与镜像中频信号的比就是混频器的镜频抑制度。二次谐波镜频抑制混频器的镜频抑制度右图给出了本振输入功率为7dBm时混频器的镜频抑制度，可知，在射频频率20~21GHz的范围内混频器的镜频抑制度大于25dB，比课题指标高5dB，满足设计要求。46二次谐波镜频抑制混频器的设计----实测二次谐波混频器加工版图二次谐波镜频抑制混频器加工版图二次谐波混频器实物二次谐波镜频抑制混频器实物47二次谐波镜频抑制混频器的设计----实测中频移相网络的测试400MHz中频移相网络的实物图中频移相网络的精确设计对整个镜频抑制混频器的设计而言非常重要，因此对它进行了单独的测试。测试所用矢量网络分析仪型号为hp8510B，由于该仪器只有两个端口，因此只能分别测出S21和S31的幅度和相位，然后通过计算得出幅度和相位差，测试时第三个端口接匹配负载，由于仿真时用的集总元件是理想模型，没有考虑电容电感的寄生参数，因此按照仿真模型搭建的移相网络测试结果与仿真结果之间有一定的出入，之后做了大量的调试才得到较为理想的效果。在频率为400MHz的测试结果显示，该移相网络幅度不平衡为0.5dB，相位差为92o，隔离度为14dB。中频移相网络测试环境48混频器的测试二次谐波镜频抑制混频器的设计----实测射频信号源型号为E8267D，该信号源的最高输出频率为40GHz，能够满足混频器对射频频率的要求，混频器的输出频谱可以在频谱仪上读出，测试时记下射频信号的输入功率和中频信号的输出功率，两功率值相减，再扣除测试电路附加损耗，就可以得到混频器的变频损耗。同理可以得到输入镜频信号时混频器的变频损耗，输入射频信号时的变频损耗减去输入镜频信号时的变频损耗即为混频器的镜频抑制度。混频器测试框图二次谐波混频器的测试环境49混频器的测试二次谐波镜频抑制混频器的设计----实测射频在20.5GHz时的中频输出二次谐波混频器的变频损耗射频输入功率为-10dBm，本振输入功率4dBm。从图中可看出，变频损耗为9.8dB上图是本振输入功率为4dBm时二次谐波混频器变频损耗的测试结果，在20~21GHz的范围内变频损耗最低为9dB，最高为10.2dB。50混频器的测试二次谐波镜频抑制混频器的设计----实测下图给出了二次谐波镜频抑制混频器的测试连接图。中频移相网络是已经调试好电路，放在混频器腔体的外部，用同轴电缆与混频器电路相连接。二次谐波镜频抑制混频器的测试连接51混频器的测试二次谐波镜频抑制混频器的设计----实测20.5GHz对应的中频输出20.5GHz对应的镜像中频输出上图示出了射频频率为20.5GHz，射频输入功率为-15dBm,本振输入功率为7dBm时混频器的中频输出和镜像中频输出，其中测试电路附加损耗为5dB。由图可看出，混频器在频率为20.5GHz时变频损耗为11.17dB，镜频抑制度为25dB。52混频器的测试二次谐波镜频抑制混频器的设计----实测根据相同的方法，测试混频器在不同本振功率激励下的变频损耗和镜频抑制度，测试时采用400MHz的固定中频，经过测量，本振功率在5dBm到8dBm之间变频损耗较低。变频损耗测试结果镜频抑制度的测试结果混频器输入最佳本振功率时，射频频率为20~21GHz的范围内，变频损耗小于11.8dB，满足设计要求。在射频频率为20~21GHz的范围内，镜频抑制度大于20dB，满足设计要求。53按照设计要求对二次谐波镜频抑制混频器做了仿真设计，并按照仿真结果对混频器做了实物加工和测试。仿真结果显示，变频损耗低于9.6dB，镜频抑制度大于25dB，测试结果显示在本振最佳功率的激励下，混频器在20~21GHz的射频频率范围内，变频损耗低于11.8dB，镜频抑制度大于20dB，虽然测试结果与仿真结果间存在偏差，但是已达到设计指标要求。通过分析，造成仿真与实测偏差的原因可能有：二次谐波镜频抑制混频器的设计----总结1．加工误差；2．SMA接头以及2.92mm接头引入的误差；3．二极管对的特性不一致；4．焊接引入误差；5．中频移相网络幅度和相位差的实际效果没有仿真结果理想。混频器设计参考例子结束54检波器的原理一般地,检波器是实现峰值包络检波的电路,输出信号与输入信号的包络相同。图11-27所示是三种信号的检波输出。作检波时,肖特基势垒二极管伏安特性近似为平方关系,检波输出电流与输入信号电压幅度的平方成正比。因此,常用检波电流的大小检示输入信号功率的大小。图11-27三种信号的检波输出（a）连续波输出为直流;（b）数字调幅输出数字信号;（c）模拟调幅输出模拟信号55关于灵敏度的几个问题1)灵敏度

灵敏度定义为输出电流与输入功率之比。一般地,检波输出信号的频率小于1MHz时,闪烁噪声对检波灵敏度的影响较大。闪烁噪声又称为1/f噪声,由半导体工艺或表面处理引起,噪声功率与频率成反比。为了避免这个影响,采用混频器构成超外差接收机,30MHz或70

MHz中频放大后再检波。这并不影响微波检波器的使用,大部分情况下,检波器用于功率检示,输入功率较强,检波灵敏度能满足设备要求。2)标称可检功率（NDS）

标称可检功率是输出信噪比为1时的输入信号功率。它不仅与检波器的灵敏度有关,还与后续视频放大器的噪声和频带有关。测量方法为：不加微波功率,测出放大器输出功率（噪声功率）、输入微波功率,使输出功率增加1倍时的输入功率为NDS。563)正切灵敏度（TSS）

输入脉冲调幅的微波信号,检波后为方波。调整输入信号的幅度,输出信号在示波器上显示为图11-28所示形状时的输入信号功率即为TSS。图中曲线为没有脉冲时的最高噪声峰值和有脉冲时的最低噪声峰值在同一水平时的情况。显然,这个测试随测量者不同,有偏差,是个难于严格定量的值。但TSS概念清晰,使用方便,在工程中得到了普遍使用。TSS也常用于接收机的灵敏度描述。

TSS比NDS高4dB,如NDS＝－90dBm,则TSS＝－86dBm。

图11-28TSS测量57注意事项为了提高检波器的灵敏度,设计时应注意：

(1)选择低势垒二极管,用于检波比混频的肖特基二极管势垒要低,小信号下能产生足够大的电流。

(2)选用截止频率高的二极管,寄生参数的影响小。

(3)加正向偏置电流,打通二极管,这样可节省微波功率,提高灵敏度。

(4)用于测试系统的检波器或其他场合的宽频带检波器,增加匹配元件或频带均衡电阻网络,灵敏度会降低。58检波器电路图11-29给出了常见的三种结构检波器电路。图（a）为宽频带微带线检波器,如果是窄带的,也可用集总参数电阻和电容,配合平行耦合线用于微带电路模块;图（b）为调谐式波导检波器,频带窄;图（c）为宽频带同轴检波器,广泛用于测试系统。

59检波器设计参考例子随着脉冲功率技术工程应用进展、通信和电子战的实际需求、近代微波理论的迅速发展，高功率微波成为了一个快速发展的领域。高功率微波还极大地促进了高功率雷达，超级干扰机，等离子物理和高功率微波武器等的发展。高功率微波常用测量方法有在线监测法、量热计法、检波法等。在线监测法采用探针在HPM源的形成线上实时耦合一部分功率进行总功率的监测，无法真实反映微波源的远场辐射特性；量热计法采用将微波能转化为热能来监测微波源输出功率，其设计难度大，系统环节多，外场实验较为不便，目前还处于研究阶段；检波法是采用检波器将微波功率转化为电压来监测微波功率的方法。检波器体积小、使用方便、成本低，得到了广泛应用，常用的检波器存在着灵敏度动态范围小，波形有畸变等问题。研究背景60该论文研究的目的是制作适用于HPM测量用的灵敏度动态范围大、响应时间快、检波波形畸变小的检波器。研究中采用检波二极管作为非线性器件，利用微带线设计了检波器的输入输出电路。文中电路制作采用的基片都是FR4介质基片（εr=2.55）,基片厚度0.8mm。在广泛调研检波器研究现状的基础上，针对如灵敏度、响应时间等主要技术指标进行了有效的建模，同时根据不同的仿真软件的特点进行了灵活应用。检波器输入输出滤波器首先用CST仿真，再用HFSS进行验证。研究目标、方法及内容介绍了HPM短电磁脉冲的特点，脉冲检波器的发展情况、研究意义、目的。介绍了微带电路主要传输线的结构与特性，对检波电路的基本理论知识、检波器的主要性能指标和检波器的分类进行了详细阐述介绍了宽带带通滤波器的设计思路，仿真与实测结果。介绍了宽阻带低通滤波器的设计思路，仿真与实测结果。介绍了微带检波器的设计思路、过程以及仿真和实物测试结果。对本论文的主要工作进了的归纳总结，对进一步的研究方向提出了建议。61技术指标带通滤波器：以9.7GHz为中心，3dB带宽大于4G带通滤波器。低通滤波器：截止频率低于3.5GHz，4GHz～10GHz抑制大于10dB检波器：频率范围覆盖7～11GHz灵敏度动态范围≥10dB响应时间≤5ns检波极性：正向检波62微带检波器电路主要包括了输入端滤波器、检波二极管、输出端滤波器等部分，每个部分设计工作均建立在相应的理论基础上，以下对微带电路主要传输线、脉冲信号、检波器原理进行简要介绍。基本理论63基本理论----微带线在频率较低时，波长远大于基片厚度，在导体带下面的介质基片中集中了信号的主要能量，此区域横向场分量较强，而纵向场分量很弱，沿微带传输线的主模与TEM模分布很相近，称为准TEM模;当频率较高时，微带宽度w和高度h与波长可相比拟时，横向谐振模就可能出现在微带中，该横向谐振模为波导型的.微带线是微波集成电路中一种应用非常广泛平面传输线。它便于加工，重复性好，而且容易与其他无源和有源的微波器件集成，使微波设备易于实现小型化和固态化，并能使整机性能得到提高。然而，微带线功率容量较低，除此之外还存在损耗随着频率升高而显著增加、表面波在沿介质基片传输方向极易被激励而造成在弯曲和不连续处产生辐射等不足。频率增加的同时，尺寸的缩小会对加工精度控制产生影响。64基本理论----微带线的损耗名称含义介质损耗当介质置于电场中时，介质晶格来回碰撞、分子交替极化引起的热损耗。选择性能优良的介质如石英、蓝宝石、氧化铝陶瓷等作为基片材料，可以有效降低介质损耗。导体损耗有限的电导率使得微带线的导体带条和接地板在电流通过引起的热损耗就是导体损耗。高频时的趋肤效应由于减小了微带导体的有效面积，使这部分损耗更大。由于微带线横截面尺寸远小于波导和同轴线，这使得导体损耗成为了微带线损耗的主要部分。辐射损耗微带线的半开放性会引起辐射损耗。微带横截面尺寸较小时，这部分损耗很小，一般只在不均匀点辐射损耗较为显著。将微带电路装在金属屏蔽盒中，可以有效降低辐射，减小衰减，并防止对其他电路的产生影响。介质损耗和导体损耗是微带线的主要损耗65基本理论----微带线的不连续性典型不连续性结构微带线上的不连续性会引起能量的存储和反射波，对电路可能会引起频率偏移、输入输出电压驻波比变差、宽带电路增益起伏较大等问题。工作频率越高，这种不连续的影响就越严重，在设计的最后阶段，必须对不连续性加以考虑，或对其进行补偿.66基本理论----检波器检波器的作用简化的检波器电路传统检波器主要可以分为前端匹配滤波电路、检波二极管、后端匹配滤波电路三个部分67基本理论----检波器中的检波二极管肖特基二极管V-I特性与等效交流电路模型对于小信号的整流，只有二次项有意义，从而称该二极管工作在平方律区域，即输出电流与射频输入电压的平方成正比。当V升高到一定程度时，式中的四次项将不能忽略，二极管的响应已在平方律检波区之外，其特性按准平方律整流，这段区域称为过渡区。V继续升高，二极管响应特性就进入线性检波区。

68基本理论----检波器分类69微带带通滤波器设计平行耦合双线是微带滤波器设计中经常使用的一种结构，它设计简单，同时也可以获得一定的带宽。但是要用这种平行耦合双线结构来实现带宽更宽的滤波器时，耦合双线的线间距就成为一个制约因素。带宽越宽，则必须通过减小线间距来增强耦合。然而，一般实验室化学蚀刻能实现的最小线间距大约在5mil或0.13mm。除了采用减小线间距来增加耦合度以外，还可以在输入馈线另一侧增加第三根耦合微带线，这样就在增加耦合度的同时降低对线间距的要求。典型的三线耦合结构如图3.11所示。如果将三线耦合结构视为一个六端口网络，则该结构可以等效为一个导纳变换器。70微带带通滤波器设计----原理仿真ADS仿真71微带带通滤波器设计----CST\HFSS仿真CST模型HFSS模型CST仿真结果HFSS仿真结果该模型在CST、HFSS仿真时通带内起伏较大，优化仿真发现将三个单元的下端适当延长有助于性能改善72微带带通滤波器设计----实测在6.1～13.6GHz的通带内，插损约3dB；原因分析：带通滤波器输入输出引出线较窄，转接头芯宽度约1.2mm，焊点影响可能较大；微带板上表面焊接了转接头的芯，而下表面是两个转接头接地腿焊接，上下表面受力不均匀，可能造成了微带板的变形。73微带带通滤波器设计----改进针对引出线太细太短的问题，将带通滤波器引出线尺寸改进，其模型和仿真结果如图：74针对上下表面受力不均匀的问题，将上表面导线附近留出覆铜，并在其上用接地孔与下表面地相连，这样就可以在上表面焊接转接头接地腿，使微带板受力更为均匀。微带带通滤波器设计----改进改进后的带通滤波器3dB通带为5.6～13.8GHz，相对带宽约为84%，在9.7GHz时的插损约为1dB，比仿真结果略偏大，其原因可能是微带板介质损耗和色散效应，该带通滤波器基本满足检波器输入端滤波器性能要求75宽阻带低通滤波器设计检波器后端的低通滤波器，主要目的是滤掉前端耦合的高频信号（9.7GHz），设计目标是截止频率低于3.5GHz的低通滤波器。尝试了平行耦合线等形式低通滤波器后，发现一般的低通滤波器的会存在寄生通带，比如截止频率3GHz的低通滤波器，在3.5～5GHz的频带内衰减能大于20dB，但在9GHz左右反而成了通带。HPM短电磁脉冲载频约为9.7GHz，脉冲的占空比很小，即脉冲调制频率很低，要求低通滤波器通带带宽尽量窄，同时有较宽的阻带。DGS低通滤波器和谐振加载耦合带线低通滤波器是宽阻带低通滤波器两种常用形式。76基于DGS的低通滤波器设计77基于DGS的低通滤波器设计----仿真78基于DGS的低通滤波器设计----测试可见，DGS滤波器1～3GHz通带内插损最大值约1.5dB，3.5GHz以上抑制基本上大于20dB。79基于谐振加载的低通滤波器设计利用短路谐振加载的非对称耦合线可以获得多个传输零点。因此，可以视为一种频率选择的耦合结构。将1/4波长的开路谐振单元与1/4波长的频率选择耦合单元组合就可以在阻带包含3个传输零点。1/4波长的开路谐振单元可视作是半波长短路谐振器的等效。实际上，电长度等效为1/4波长的任意开路支节都可以用作串联谐振单元。由于传输零点的增多，低阶的带阻滤波器在尺寸小，损耗小的优势之外，也实现了宽阻带特性.80基于谐振加载的低通滤波器设计----仿真81基于谐振加载的低通滤波器设计----仿真CST和HFSS仿真时，尺寸略有变化，但优化最终结果可以达到要求82基于谐振加载的低通滤波器设计----