逆变电路设计

36/38500W50HZ逆变电路摘要现代逆变技术是研究现代逆变电路的理论和应用设计方法的一门科学。单相逆变电源是将直流电逆变成波形为方波或正弦波的电源，可将蓄电池逆变成为正弦或交流电,供用电器使用。该单相逆变电源通过将直流电输入半桥逆变电路,从而逆变成方波电源,输出电压为220V,频率为50HZ.逆变电路的控制电路即门极触发电路采用专用集成芯片UC3524。通过确定UC3524的外部电路参数RT、CT的值，可设定芯片输出脉冲的频率。脉冲通过驱动放大电路进行放大，控制晶闸管导通进而控制逆变电源的输出频率。晶闸管导通频率为脉冲输出频率的1/2。本电路设计简单，由UC3524集成芯片模块、驱动放大模块、逆变主电路模块、变压器模块、过电压过电流保护模块等部分组成。关键词:逆变，蓄电池，晶闸管，驱动，UC3524，方波500W50HZInverterCircuitABSTRACTModerninvertertechnologyisthestudyofmoderninvertercircuitdesigntheoryandapplicationofascientificmethod.Single—phaseinverterpowersupplyisDCreverseintoasquarewaveorsinewavepower，thebatterycanbesinusoidalorACinverterforusewithelectricalappliances。Thesingle-phaseinverterpowersupplyviatheDCinputhalf—bridgeinvertercircuittoasquarewaveinverterpowersupply,theoutputvoltageis220V,frequency50HZ.Invertercircuit，controlcircuitthatgatetriggercircuitusingspecificintegratedchipUC3524。BydeterminingparametersofanexternalcircuitUC3524RT,CTvalues​​oftheoutputpulsecanbesettothefrequencyofthechip.Pulseisamplifiedbythedriveamplifiercircuit，andthencontrolthyristorcontrolledinverteroutputfrequency.Thyristorfrequencyofthepulseoutputfrequencyof1/2。Thecircuitdesignissimple，integratedbytheUC3524chipmodule，driveramplifiermodule,invertermaincircuitmodule,transformermoduleovervoltageandovercurrentprotectionmodulesandothercomponents。KEYWORDS：inverter，battery,thyristor，drive，UC3524,square—wave目录TOC\o"1—3"\h\z\u前言 1第1章逆变功率器件的选择 31。1逆变器用功率开关器件 31.2器件的选择 41。2。1IGBT的结构和特点 42。2。2IGBT的基本特性 51.2。3IGBT的擎住效应和安全工作区 81.2。4IGBT驱动电路的要求 9第2章控制及驱动电路分析 102。1逆变电路组成介绍 102。2UC3524具体分析 112.2。1UC3524驱动控制集成电路 112。3驱动放大电路 13第3章主电路设计 173.1推挽式电路 173.2变压器的选择 193。2.1变压器的结构对变压器性能的影响 192.5。2变压器的绕线方法对变压器性能的影响 21第四章保护电路设计 234。1限压保护电路 234.2限流保护电路 244。2取样电路 27第5章电路主要参数计算 29总结 30参考文献 31致谢 32前言电源设备广泛应用于科学研究、经济建设、国防设施及人民生活等各个方面,是电子设备和机电设备的基础，它与国民经济各个部门相关，在工农业生产中应用得最为广泛.在电能传输过程中，在供电电源和负载之间对电能进行变换或稳定处理，一般称这种电源为二次电源（即对已有的电源进行控制)。二次电源在电力应用领域起着很重要的作用。二次电源，就是把输入电源(由电网、蓄电池或燃油发电机供电等）变换成在电压、电流、频率、波形及在稳定性、可靠性(含电磁兼容、绝缘散热、不间断供电)等方面符合要求的电能供给负载，这是目前应用最广泛的电源技术领域，主要研究如何利用电子技术对电功率进行变换及控制，它广泛运用电磁技术、电子技术、计算机技术和材料技术等学科理论,具有较强的综合性。在二次电源中，逆变电路是主要、核心的组成部分。现代逆变技术是研究现代逆变电路的理论和应用设计方法的一门科学。这门科学是建立在工业电子技术、半导体器件技术、电力电子技术、现代控制技术、半导体变流技术、脉宽调制技术、磁性材料等学科基础上的一门科学技术。现代逆变技术主要包括三个部分：半导体功率集成器件及其应用、功率变换电路、逆变控制技术。逆变的目的就是为了获得不同的稳定的或变化的电能.随着电力电子技术的发展和各行各业对电气设备性能的要求的提高，逆变技术在很多领域得到广泛的应用，其中主要包括交流电动机的调速，电动机制动再生能量回馈,不间断电源系统,感应加热,弧焊电源,通信开关电源，变频电源，新能源发电，直流输电，磁悬浮列车通用型直流电源变频器等多个方面。单相逆变电源是将直流电逆变成波形为方波或正弦波的电源，可将蓄电池逆变成为正弦或交流电，供用电器使用,也可作为计算机的UPS电源.该单相逆变电源通过将直流电输入半桥逆变电路，从而逆变成方波电源，输出电压为220V，频率为50HZ。逆变电路的控制电路即门极触发电路采用专用集成芯片UC3524。本电路通过对输出电路进行采样，将采样信号反馈给触发电路芯片UC3524，通过改变UC3524的输出脉冲宽度及占空比，从而达到稳定输出电压的目的。本文所介绍的逆变电源电路主要采用集成化芯片，使得电路结构简单、性能稳定、成本较低。因此,这种电路是一种控制简单、可靠性较高、性能较好的电路.通过把12V的蓄电池电源转换为工频使用电源,用于内部的电器，是一种简单,廉价的方式.主电路设计中采用了简单的逆变电路，过压过流保护电路，以及专用的集成芯片，经济性能良好，使用方便。就本系统的性能稳定性而言,由于电路设计简单,可防止外界对输出的干扰，输出稳定，价格优良,是一款性价比很高的系统。第1章逆变功率器件的选择1.1逆变器用功率开关器件下面介绍当前主要功率开关器件的特性及其应用情况。(1）晶闸管：这是最早应用的一种功率开关器件,其特点是功率最大,应用最广。普通型SCR的电压高达6000V，电流达数千安培,自身正向压降约为1。5V，开通仅需要在控制级上加一个小触发脉冲即可,但关断时必须用电感、电容和辅助开关器件组成的强迫换向电路。其工作频率不大于400Hz。由于其工作频率低，关断电路复杂,效率低，功耗大，因此在PWM调制中产生的正弦波不够完善，并且噪声大。目前,逆变器中已经基本不再用SCR作为功率开关器件,SCR主要用做UPS的静态开关。（2）功率场效应管（MOSFET）：功率MOSFET是一种全控型三端开关器件.其特点是开关速度快，安全工作区宽，热稳定性好，线性控制能力强，采用电压控制，易于实现数控，因此常常作为开关器件实现电量的逆转换.MOSFET的缺点是输入阻抗高，抗静电干扰能力差，承载能力和工作电压比较低，多用于电压为500V以下的低功率高频开关逆变器。由于受功率的限制,因此它只适用于小功率逆变器。(3)BJT（功率GTR）晶体管：BJT直到1985年实现达林顿模块后才达到300A、1000V和增益100的水平。大功率晶体管开关时间为1。5μS，自身电压降为1。5V.若采用多重达林顿晶体管提高增益，则开关时间增长，自身电压降会增大。由于其开通状态必须饱和，因此电流增益很低，往往要求驱动电路输出很大的电流，是功率消耗增大，在20世纪80年代中期，它曾用于中小功率逆变器中，现在已经基本不使用了。(4）绝缘栅双极晶体管（IGBT）：IGBT是一种新发展起来的复合型功率开关器件，它既有单极型电压驱动的MOSOFT的优点，又结合了双极型开关器件BJT耐高压，电流大的优点。其开关速度显然比功率MOSFET低，但远高于BJT,又因为它是电压控制器件，故控制电路简单、稳定性好。IGBT的最高电压为1200V,最大电流为1000A，工作频率高达1000VTHz。它具有电压控制和开关时间（约为300ns)极短的优点，其正向压降约为3V.在现代的UPS中IGBT普遍被用作逆变器或整流器开关器件。它是全控型开关器件，通过数控技术控制IGBT的通断，能有效地将输入电压与输入电流保持同步，是功率因数等于1，从而减小了UPS整流器对市电电源的干扰。1.2器件的选择通过对各种功率器件的分析，对于本次220V，50HZ逆变电源设计将选用IGBT场效应晶体管作为逆变器用功率开关器件.下面就对绝缘栅双极晶体管（IGBT）做详细的介绍。绝缘栅极双极性晶体管(InsulatedGateBipolarTransistor，IGBT）是功率MOSFET和双极型功率晶体管组合在一起的符合功率器件。它既具有MOSOFT管的通/断速度快、输入阻抗高、驱动功率小和驱动电路简单等优点，又具有大功率双极晶体管的容量大和阻断电压高的优点。从IGBT问世以来得到了广泛的应用，发展很快.特别是在开关和逆变电路中，它是被广泛应用的、理想的开关器件。1.2.1IGBT的结构和特点图1—1IGBT晶闸管IGBT的内部结构、等效电路和电气符号如图1-1所示。图1—1（a）为IGBT的内部结构，与MOSFET比较,IGBT是在MOSFET的漏极下又增加了一个P+区，多了一个PN结（J+）。IGBT等效电路图如图1-1(b）所示。它是由MOSFET和双极型功率晶体管复合而成的。IGBT的电气符号如图1-1(c)所示.IGBT具有正反向阻断电压高、通态电压大及通过电压来控制其导通或关断等特点。同时,由于采用MOS栅，其控制电路的功耗小，导通和关断时的静态功耗也很小，只是在状态转换过程中存在一定的动态损耗.这种动态损耗也可以通过软开关即使其达到最小。由于IGBT具有这些特点，才使其被广泛地作为功率开关期间用于开关和逆变电路中。2。2.2IGBT的基本特性IGBT的基本特性分为静态特性、动态特性和高温特性三个部分。IGBT的静态特性主要包括输出伏—安特性、转移特性和静态开关特性.（1）输出伏-安特性IGBT的输出伏—安特性曲线如图1-2所示。它是表示以栅极-发射极间电压为变量的集电极电流和集电极-发射极间电压UGE的关系曲线.图1—2IGBT的输出伏安特性曲线IBGT的输出伏—安特性曲线分为四个区域：1)Ⅰ区为截止区.在此区域内，由于UGE很小，随着UGE的增加IC很小，且变化不大.此时,IC基本上是C、E间的漏电流ICEO。2）Ⅱ区为线性放大区。在此区域内，随着UGE的增加，当UGE≥UGE(th）（IGBT的开启电压）时,IC开始增加,并且随着UGE的变化成线性关系：（1—1)式中，gm为IGBT的跨导.当IGBT用于逆变电路的开关状态时，要求尽快越过这个区域，以便减小通态损耗.因此，gm这个参数在实际应用中显得不是很重要了.3)Ⅲ区为饱和区.在此区域内，当UGE为某一定值时，随着UGE的增加，IC基本保持不变，达到饱和。IC达到饱和后的集电极—发射极电压成为IGBT饱和电压，记为UCE（sat），一般情况下,UCE（sat）=—2~4V。4)Ⅳ区为击穿区。当UGE为某个确定值时，增加UGE并达到U（BR)CEO后，IC会突然增大，发生电压击穿。此时的U（BR)CEO称为IGBT的击穿电压.IGBT绝对不能用在此区域内。(2）转移特性IGBT的转移特性曲线如图1—3所示。它表示在UGE不变的情况下，IC与UGE的关系曲线.在UGE很小时，IC=ICEO。随着UGE的增加，在UGE=UGE（th）且继续增加时，IC呈线性增加而进入放大区。我们把从截止区转移到线性放大区的转移点UGE(th）称为IGTR的栅极开启电压。一般情况下，UGE(th）=3～5V.图1—3IGBT的转移特性曲线图1—4IGBT的静态开关曲线(3）静态开关特性IGBT的静态开关特性曲线如图1—4所示。IGBT的静态开关特性实际上时表示IGBT瞬间从导通（关断）状态转换成关断(导通）的情况，即瞬间越过线性放大区的特性曲线。前面讲述的静态特性，只表明了IGBT从一个稳态变换到另一个稳态的特性，从而没有涉及状态变换的过程.IGBT状态变换过程的特性为其动态特性.IGBT的动态特性与其负载有关。因为IGBT用于逆变电路时的负载多半时感性负载。IGBT的负载为感性时的动态特性曲线如图1—5所示。(1）导通特性 图1—5IGBT的负载为感性时的动态曲线一般情况下，IGBT的栅极加有一个负偏压以保证IGBT可靠地处于关断状态。当栅极电压UGE由这个负偏压开始往正方向变化时,由于栅极电容有个充电过程,在经过一段时间后，UGE达到栅极开启电压UGE（th)，IGBT的集电极电流IC才有漏电流ICEO开始增加。这段时间称为导通延迟时间td。再经过一段时间tir后,IC达到ICM=IL(IL为流经感性负载的电流).tir称为电流上升时间。此时,UGE开始下降，在tuf时间内下降到饱和电压UGE（sat）。tuf称为电压下降时间.IGBT的导通时间ton为、、之和，即=EQ（1-2)（2)关断特性在IGBT处于导通状态时,栅极电容上充有正电压UGE，当UGE向负方向变化时，由于栅极电容有个放电过程，在经过一段时间后，UGE减小到栅极开启电压UGE(th)，集电极电流开始下降。这段时间称为存储时间ts。ts过后IC开始从IM=IC下降,由于感性负载的di/dt的作用，UGE在上升过程中会产生电压过冲UCP,这段时间称为电压上升时间tur。在tur过后，IC继续下降，最后达到ICEO,这段时间称为电流下降时间tif。IGBT的关断时间toff为ts、tur、tif之和，即 （1-3) IGBT具有优良的高温通态特性,在环境温度（散热片温度）达到200oC左右时,仍能正常工作.特别值得一提的时，随着温度的增高,IGBT的整个压降反而略有下降,并且还可以在某个特定的通态电流下，随着温度的变化，其通态正向压降保持基本不变.当通态电流高于此值时，随着温度的增高，其正向压降略有增加.但实际应用中，还是应该注意器件的散热问题,以避免器件工作在高温环境中。1.2.3IGBT的擎住效应和安全工作区IGBT在正常工作时，集电极电流IC基本上受UCM控制，但当集电极电流IC超过某一缓大值ICY,之后，栅极电压UCE将失去控制作用.这是IGBT的一种特殊现象，叫做擎住效应.出现这种情况时IC很大，导致器件损坏.由于IGBT关断过程中还会出现所谓动态擎住效应，这时允许的ICE值比静态擎住时的值更小。因此器件给出的ICM通常按动态擎住效应来规定。IGBT经常用于开关工作状态,因此，它的安全工作区分为正向偏置安全工作区和反向偏置安全工作区。正偏安全工作区FBSOA是指栅一射极间加正偏压时的安全工作区，对应IGBT的导通状态。如图1-3所示，除ICM和集一射极最大允许电压UCEM边界外，另一边界对应于允许的功耗。因功耗与器件的导通时间密切相关，从图中可以看出，IGBT的FBSOA也随导通时间增加而减小。反偏安全工作区RBSOA是指栅一射极间加反偏压时的安全工作区，对应IGBT的关断状态。与FBSOA相比，三条边界中,ICM和UCEM相同，但另一条边界为器件关断后集一射极间重加正向电压的上升率.1。2.4IGBT驱动电路的要求(1)加在IGBT栅极G和射极E之间，用来开通和关断IGBT的栅极驱动电压UGE的正、负脉冲，应以足够陡的上升沿和下降沿，使IGBT开关时间短,开关损耗小。（2)由驱动电路提供的驱动电压UGE和驱动电流要有足够的幅值,使IGBT总处于饱和导通状态。UGE的幅值要综合考虑减小IGBT通态损耗和提高其短路电流耐受能力这两方面的要求来选取。本系统中为+15V。（3)在关断过程中,为尽快抽出IGBT内部PNP管中的存储电荷,应施加负偏压UGE,其值受G，E极间最大反向耐压的限制,在本系统中为-5V。（4）IGBT内部存在寄生晶闸管,当集电极电流IC过大或IGBT关断过程中dUCE/dt太高时,都可能使寄生晶闸管误导通,形成静态和动态擎住效应，使IGBT失控。故应注意限制IGBT集电极电流的最大值编，本系统栅极外加串联电阻Rg，以延长其关断时间，减小dUCE/dt的值。（5）由于IGBT在电力电子设备中多用于高电压，所以驱动电路应与控制电路在电位上严格隔离本系统中，采用了TLP521光耦进行隔离。（6)IGBT的栅极驱动电路应尽量简单实用和可靠，自身最好带有对IGBT的保护功能，并有较强的抗干扰性.驱动电路与IGBT的连线要尽量短,并采用绞线或同轴电缆线.本次设计采用的是富士公司的EXB系列(EXB840）直接驱动IGBT。第2章控制及驱动电路分析2.1逆变电路组成介绍电路的原理图如下图2—1所示：图2—1逆变电路系统原理图12V的直流电源经逆变电路你变成电压较小的频率为50HZ的电能，经变压器变压后升为稍大于220V的电压，由于此时的电能中含有大量的谐波,故需经LC滤波器滤波，此时电路的输出为220V，50HZ的电能。由于电路本身或外界的干扰:如温度、干扰信号的影响，输出可能会偏离规定值,电路通过采样，将采样电压信号反馈给脉冲输出电路即门极控制电路芯片UC3524的相应引脚，引起脉冲输出占空比的变化，通过控制晶闸管的导通时间，从而调节电压的输出。如果输出电压变大,采样电压信号及输入UC3524相关引脚的电流相应变大，UC3524输出的脉冲占空比就会减小，晶闸管在一个周期内的开通时间就会减小,从而逆变电路输出电压减小,这样，电路输出电压就会向220V回归。为了电路工作的安全,本电路设计有过电压、过电流保护和欠电压保护。当电路出现过电压或过电流时，采样信号相应增大,采样电路将信号送给UC3524，UC3524可减小脉冲输出占空比的变化或直接将芯片关断,待人工检查及修复后重新启动工作。当电源供电不足且经过反馈调节后输出仍不能满足需要时，就会出现输出电压过低的情况，此时欠压保护电路工作并发出报警,待人工检查电路或更换电池后电路重新启动工作路。本电路设计简单,由UC3524集成芯片模块、驱动放大模块、逆变主电路模块、变压器模块、过电压过电流保护模块等部分组成.以下针对这些模块做详细介绍.2。2UC3524具体分析2.2。1UC3524驱动控制集成电路UC3524是双端驱动集成电路,由于其性能优良，在逆变电路中得到广泛的应用，无论是低压变换电路还是大功率开关电源,都可由其组成可靠性较高的电路。该系列的双端输出驱动器的内部电路如图2-2所示.UC3524内部振荡器的周期T=RTCT，电容的取值范围为1000pF~0.1μF，电阻RT的取值为1。8～100KΩ，其最高振荡频率为300VTHZ.UC3524内部设有驱动脉冲电路，通过控制PWM比较器的输出，使集成电路处于关闭状态，无驱动脉冲输出，。UC3524的两组驱动输出级也采用集电极、发射极开路输出的NPN型双极型三极管，以便用于单端或推挽电路的驱动,两路输出脉冲，每路输出最大脉宽为45%。驱动推挽电路时，次级电路得到两组正向脉冲分别使内部两组放大管轮流导通,其最大脉宽为90%.因为两组驱动输出极性相同,只是在时间轴上出现的序列不同，所以可以将两驱动输出脉宽并联，将输出最大脉宽90%的单端驱动脉冲，用于单端变换器。分成两路输出，振荡频率为开关频率的两倍；单端并联运用时，开关频率等于振荡频率。 电源中UC3524的各脚功能及外围元件作用如下：1脚：内部误差检测放大器A的差分放大器反相输入端.可通过外部取样电压对其进行供电.2脚：误差放大器A的正相输入端，可将16脚输出的内部基准电压经分压作为误差检测的基准电压。当1脚取样电压升高时，差分放大器输出电压降低,送至脉宽调制器B，使输出脉冲占空比减小。差分放大器的输出电压与输出脉冲占空比有近似的线性关系，输出电压为3。5V时，脉冲占图2-2UC3524内部电路结构空比为45％；输出电压降为1.5V时，脉冲占空比降为10%；输出电压为1V时，脉冲占空比为零，无驱动脉冲输出.1、2脚间的共模输入电压在1.8～3。4V范围内。3脚：内部振荡器锯齿波输出端，如果不用显示内部波形，此引脚可以悬置不用。4、5脚：分别为开关电流限制放大器的+、-取样输入端。开关电流可通过外接电流取样电阻,变成与电流成正比的取样电压，输入4、5中的任意引脚,当取样电压升到200mV时，输出脉冲占空比降低为最大占空比的25%；取样电压升到210mV时，占空比变为零,驱动脉冲被关断.4、5引脚共模输入电压在—0.7~+1V范围内。6脚:外接定时电阻，设定RT的充电电流也即控制RT的充电时间。7脚：外接定时电容。CT的值和RT共同决定振荡周期：T=RT（KΩ）CT（μF）。8脚：接地端.9脚：误差放大器的输出端,用以接入电容与电阻组成的相位校正电路，以稳定误差放大电路的工作状态，防止高频自激。10脚：PWM脉冲输出控制端,当此输入1V以上的高电平时，将误差放大器输出端(即PWM比较器B的输入端)电平钳位于0.3V，使输出脉冲占空比为零,驱动脉冲被关断.此高平关断特点既可用于电源OFF/ON人为控制，也可用于过电压保护等电路。11、14脚：内部两路驱动级NPN双极型三极管的发射极引出端。可直接给晶闸管门极供电，来触发晶闸管的导通；若晶闸管所需导通电流太大，可接一级NPN型三极管构成达林顿结构，形成较大的触发电流，增强其触发能力。12、13脚：内部两路驱动级NPN双极型三极管的集电极引出端。通过大电阻将其与外接电源相连，使其反偏，即可在射极输出脉冲电流。15脚:电源的输入端。 16脚:5V基准电压输出端。最大电流为50mA，在输入电压允许范围内其误差小于1%.如果外设保护电路,也可组成高稳定度的5V电源。2。2。2UC3524输出波形UC3524的内部振荡频率6、7引脚外接的RT、CT决定,T=RT（VTΩ)CT（μF）。脉冲输出引脚11、14引脚输出脉冲电流为晶闸管供电，此时为两路输出,每路的输出频率为振荡频率的1/2,振荡器的波形及输出脉冲波形均为矩形波。如图2—3所示。2.3驱动放大电路当加上正栅极电压时,管子导通；当加上负栅极电压时，管子关断。IGBT具有和双极型电力晶体管类似的伏安特性，随着控制电压UGE的增加,特性曲线上移.开关电源中IGBT通过UCZ的电平变化，使其在饱和与截止两种状态下工作。实用驱动法有直接驱动法和隔离驱动法,下面对两种方法进行介绍。图2—3振荡器的波形及输出脉冲波形图2—4有正负偏压的直接驱动电路图2—5变压器隔离驱动图2—6光耦合隔离驱动(1）直接驱动法直接驱动法有两种电路形式。如图2—4所示，为了使IGBT稳定工作，一般要求双电源供电方式，即驱动电路要求采用正、负偏压的两电源方式，输入信号经整形器整形后进入放大级，放大级采用有源负载方式以提供足够的门极电流.为消除可能出现的振荡现象，IGBT的栅射极间接入了RC网络组成的阻尼滤波器.此种驱动电路适用于小容量的IGBT.（2）隔离驱动法图2-5为最简单的变压器隔离驱动电路，适用于小容量的IGBT。图2—6为光电耦合隔离驱动电路,采用双电源供电的方式。当VG使发光二极管有电流流过时，光电耦合器HU的三极管导通,R1上有电流流过，场效应管T1关断，在VC的作用下，经电阻R2、T2管的基—发射器有了偏流，T2迅速导通，经RG栅极电阻,IGBT得到正偏而导通.当VG没有脉冲电压时,发光二极管不发光，作用过程相反，T1导通使T3导通，－Vc经栅极电阻RG加在IGBT得栅、射极之间,使IGBT迅速关断.本文所用的驱动放大电路是由相连组成的达林顿结构充当的。达林顿管是一重复合三极管，他将两个三极管串联，第一个管子的发射极接第2个管子的基极，所以达林顿管的放大倍数是本电路设计的驱动放大环节是由两个图2—7驱动放大电路NPN型三极管两个三极管放大倍数的乘积。所以它的特点是放大倍数非常高,达林顿管的作用一般是在高灵敏的放大电路中放大非常微小的信号。其电路结构如图2-7所示。V1与V3、V2与V4分别形成一对达林顿管。11脚输出的脉冲电流输入V1的基极，经过V1与V3的放大，在V3的集电极上形成与射极基本相同大小的电流，由于V3的集电极与晶闸管的门极相连，在集电极上接一定阻值的电阻，可在门极上形成正向电压，从而使晶闸导通。V2与V4用于放大14脚的输出脉冲,用于触发晶闸管VT2。驱动放大电路由外部附加电源VCC进行供电。第3章主电路设计3。1推挽式电路推挽式电路是一种放大电路，它按功放输出级放大元件的数量，可以分为单端放大器和推挽放大器。单端放大器的输出级由一只放大元件（或多只元件但并联成一组）完成对信号正负两个半周的放大。单端放大机器只能采取甲类工作状态。

推挽放大器的输出级有两个“臂"（两组放大元件),一个“臂"的电流增加时,另一个“臂"的电流则减小,二者的状态轮流转换.对负载而言，好像是一个“臂”在推，一个“臂"在拉,共同完成电流输出任务。尽管甲类放大器可以采用推挽式放大，但更常见的是用推挽放大构成乙类或甲乙类放大器。对于推挽电路，有以下优点:①电压输出特性很好。由于它的两个控制开关VT1和VT2轮流交替工作，其输出电压波形非常对称，并且开关电源在整个工作周期之内都向负载提供功率输出，其输出电流瞬间响应速度很高，并且它是所有开关电源中电压利用率最高的开关电源,它在输入电压很低的情况下，仍能维持很大的功率输出，所以被广泛应用于低输入电压的DC/AC逆变器，或者DC/DC转换器电路中.②是一个输出电压特性非常好的开关电源。它经桥式整流或全波整流后，其输出电压的电压脉动系数Sv和电流脉动系数Si都很小，因此只需要一个很小值的储能滤波电容或储能滤波电感，就可以得到一个电压纹波和电流纹波都很小的输出电压。③开关电源的工作效率很高。它的变压器属于双极性磁极化,磁感应变化范围是单极性磁极化的两倍多，并且变压器铁心不需要留气隙，因此,它的变压器铁心的导磁率比单极性磁极化的正激或反式开关电源变压器铁心的导磁率高很多倍；这样变压器初、次级的线圈匝数可比单极性磁极化变压器初、次级的线圈匝数少一倍以上，漏感以及铜损耗都比单极性磁极化变压器小很多。图3-1推挽电路原理图④驱动电路简单。它的两个开关器件有一个公共接地端，相对于半桥式或全桥式开关电源来说，驱动电路要简单很多，这也是一个优点。本文设计的逆变电路也可用半桥电路或全桥电路替代,如图3-1所示。但与推挽电路相比，半桥式以及全桥电路都有一个共同缺点，就是当两个控制开关VT1和VT2处于交替转换工作状态的时候，两个开关器件会同时出现一个半导通区,即两个控制开关同时处于接通状态；这是因为开关器件在开始导通的时候，相当于对电容充电,它从截止状态到完全导通状态需要一个过渡过程；而开关器件从导通状态转换到截止状态的时候，相当于对电容放电，它从导通状态到完全截止状态也需要一个过渡过程;当两个开关器件分别处于导通和截止的过渡期间,就会同时出现半导通状态，此时，相当于两个控制开关同时接通,会对电源电压产生短路，在两个控制开关的串联回路中将出现很大的电流，而这个电流并没有通过变压器负载。因此，在两个控制开关VT1和VT2分别处于导通和截止的过渡期间,两个开关器件将会产生很大的功率损耗.而推挽电路则不会存在这种损耗。因为,当控制开关VT1将要关断的时候，开关变压器的两个初级线圈N1绕组和N2绕组都会产生反电动势，而N2绕组产生的反电动势正好与输入电流的方向相反;此时，即使是VT2开关器件处于半导通或全导通状态,在短时间内，在VT2组成的电路中都不会出现很大的工作电流,并且在电路中，两个控制开关也不存在直接串通的回路；因此不会像半桥式，以及全桥式开关电源那样出现两个控制开关同时串通的可能性，这也是推挽式开关电源的一个优点。对于推挽电路,也有它的缺点：它的两个开关器件需要很高的耐压,其耐压必须大于工作电压的两倍，因此在高电压交流供电设备中很少使用。另外，直流输出电压可调整式推挽开关电源输出电压的调整范围比反激式开关电源输出电压的调整范围小很多,并且需要一个储能滤波电感；因此不宜用于要求负载电压变化范围太大的场合，特别是负载很轻或经常开路的场合。它的变压器有两组初级线圈，对于小功率输出是个缺点,对于大功率输出是个优点。因为大功率变压器的线圈绕组一般都用多股线来绕制，因此两组初级线圈与用双股线绕制没有根本区别，并且两个线圈与单个线圈相比可以降低一半电流密度。3。2变压器的选择变压器是隔离型变换器的主要元件之一，其性能指标的好与坏将直接影响整个电路的性能，因此，在设计变压器时应该细心设计为好.在变压器制作中需要在确保变压器的绝缘电压的基础上尽可能的减小变压器漏感。3.2。1变压器的结构对变压器性能的影响变压器的最主要作用是隔离，电器隔离性能应符合电气安全规则的要求。为了满足电器安全规则的要求，通常要在变压器的初、次级之间留有不低于3mm的绝缘边距（爬电距离）,如图3-2所示的边沿空隙的方法。边沿空隙方法（MarginWound)—-——--是在骨架边沿留有绕线余留，以提供所需的绝缘边距要求。这种方法一直得到比较普遍的应用，其主要原因是绕变压器的漆包线的绝缘强度不能满足电气安全规则的要求，特别是漆包线漆皮的针孔。这种方图3-2变压器的边沿空隙绕制方式的结构示意法的最大缺点是变压器的绕线空间的浪费和变压器漏感的增加，尤其是小变压器尤为严重，如EE16磁芯绕线框架仅有约8mm的绕线宽度，如果扣除3mm的边沿空隙，则有效的绕线宽度仅剩下5mm，变压器的绕线窗口的利用率大大下降，同时变压器的漏感也随之增加。对于50Hz变压器，漏感增加一点似乎不会出现多大问题,但是高频开关电源变压器的漏感增加一点所付出的代价将是开关管的损耗明显增加甚至是变压器的漏感所产生的电压尖峰将开关管击穿，要么就是缓冲电路的损耗增加。怎样才能取消变压器中的边沿空隙和初、次级间的绝缘?问题的关键就是改进漆包线的质量，单层绝缘的漆包线的最主要的缺陷是针孔(当然也不可否认绝缘电压可能还不够）,那么在制造漆包线时可以在漆包线上多涂几次绝缘漆,这样不仅提高了绝缘电压，最主要的是彻底的消除了漆包线的漆皮上的针孔，这就是三重绝缘的漆包线。三重绝缘漆包线绕制法（TripleInsulated）——-次级绕组的导线采用三重绝缘漆包线以便任意两层结合都满足电气强度要求。图3-3给出三重绝缘法结构。可以看出初级充满整个骨架宽度，和辅助绕组之间仅有一层胶带，在辅助绕组上缠一层胶带以防止损坏次级绕组图3-3三重绝缘漆包线绕制变压器的结构导线的三重绝缘层.次级绕组缠在其上，最后包一层胶带进行保护.注意绕线和焊接时绝缘层不被损坏。实际上用三重绝缘漆包线绕制变压器时,初、次级之间可以不附加任何绝缘（如绝缘胶带）同样可以保证绝缘强度。这样，变压器的绕线窗口将得到有效的利用，同时变压器的漏感也可以减小到最小。2.5.2变压器的绕线方法对变压器性能的影响C型绕线方式：即折返绕制方式，这是最常用的绕线方式.图3—4(1)示出有2层初级绕组的C型绕线。C型绕线容易实现且成本低，但是导致初级绕组间电容增加.可以看出初级绕组从骨架的一边绕到另一边再绕回到起始边，这是一个简单的绕线方法。Z型绕线如图3-4（2)所示,有2层初级绕组的Z型绕线方式。可以看出这种方法比C型绕线复杂，但是减少了绕组的寄生电容。图3—4（1）变压器初级的C型绕法图3-4(2）变压器初级的Z型绕法初、次级内外绕制方法：图3-4（1）、图3-4（2)均为变压器的初级绕在内侧，次级绕在外侧的绕制方式，这种绕制方式的优点是简单,而且通常变压器的初级绕组的线径细、次级线径粗，细线绕在里边绕制起来比较容易。但是，这种绕法的最大缺点是变压器的漏感大，变压器漏感在开关过程中需要将漏感中的储能完全释放,通常会产生比较高的尖峰电压，对开关管的冲击比较大.这个冲击在反激式开关电源中尤为明显。这个变压器漏感的储能必然消耗在缓冲电路或箝位电路，漏感越大，需要的缓冲电路越大，所产生的损耗越大，降低了开关电源的效率。因此，应该选择变压器漏感比较小的绕制方法.最常见的是初级分成两段，分别绕在次级的内测和外侧，如图3-5所示。另一方面把初级绕组分开绕制的方法也可以减少漏电感。分开的初级绕组是最里边第一层绕组，第二层初级绕在外边。这需要骨架有空余引脚让初级绕组的中心点连接其上，这对改善耦合有意义。图3-5初级分开绕制示意图如果变压器的初、次级间要求的绝缘电压不高或采用绝缘电压高的漆包线，则可以采用变压器漏感最小的绕法，即初次级绕组绞在一起绕。这样初次级绕组所约束的磁力线大致重合，使变压器漏感达到最小。本文采用推挽式逆变器，则仅仅需要变压器的两个初级之间的漏感达到最小即可。第四章保护电路设计保护电路用于当电源出现异常情况时保护设备以及电源本身。当主回路中发生过载，过压等异常状况时，停止电路元件的工作。保护电路能有效的保护逆变器件和负载不被损坏。4。1限压保护电路输出限压保护电路的作用是：当输出电压超过设计值时，把输出电压限定在一定的安全值的范围内。当开关电源内部稳压环路出现故障或者由于用户操作不当引起输出过压现象时，过压保护电路进行保护以防止损坏后级用电设备。应用最为普遍的过压保护电路有如下几种:1、可控硅触发保护电路：图4-1可控硅触发保护电路图4-2光电耦合保护电路如图4-1所示，当UO1输出升高，稳压管(Z3)击穿导通，可控硅(SCR1)的控制端得到触发电压，因此可控硅导通。UO2电压对地短路,过流保护电路或短路保护电路就会工作，停止整个电源电路的工作。当输出过压现象排除，可控硅的控制端触发电压通过R对地泄放,可控硅恢复断开状态。2、光电耦合保护电路:如图4-2所示，当UO有过压现象时，稳压管击穿导通，经光耦（OT2）R6到地产生电流流过，光电耦合器的发光二极管发光，从而使光电耦合器的光敏三极管导通。Q1基极得电导通，UC3524的10脚导电接入电压，使IC关闭，停止整个电源的工作，UO为零，周而复始。3、输出限压保护电路:输出限压保护电路如图4-3所示，当输出电压升高，稳压管导通光耦导通，VT1基极有驱动电压而道通,UC3524芯片的10脚通电，电压升高，芯片停止工作。周而复始,输出电压将稳定在一定范围内(取决于稳压管的稳压值)。图4—3输出限压保护电路 图4-4过电压保护电路以上介绍了三种过电压保护电路，通过将第一种与第二种过电压保护方法融合，形成了更加可靠、简单的过电压保护电路,如图4-4所示.将24V采样压加在压敏二极管上，当逆变电路输出电压过高时，采样电路的采样电压将超过24V，此时压敏二极管将被击穿,电容将被充电，晶闸管门极被加上正向电压而导通，12V的附加电源给UC3524的10脚供电，10脚获得高电平，芯片停止工作,逆变电路停止工作,输出为零。4。2限流保护电路过电流保护是当电流超过预定最大值时,使保护装置动作的一种保护方式。当电源输出超过额定负载或短路或控制电路失去控制能力时，会造成电子设备不能正常工作，或对电子设备造成损坏。过流保护电路有断法和振荡器调频法。断路法过电流保护是用在电路中串保险丝，这是防范过电流最简单、最经济的方法.当负载电流发生意外，其电流值超过保险丝的熔断值（熔断系数一般在1.1~1。5之间)时，保险丝熔断，电路断开，达到过电流保护的目的.但是在开机的瞬间，由于大电容的充电，会产生很大的浪涌电流，这个电流的大小经常是正常工作电流的数倍,容易使保险丝熔断。易发生错误判断，这是此种保护方法的主要缺陷。振荡器调频法过电流保护就是通过检测比较放大电路产生一个控制信号是振荡器的振荡频率发生变化，使负载电压降低，从而达到减小负载电流的目的，通常电流保护设定值为正常值的1。1～1.3倍,能自动恢复.在输出端有过载或短路情况发生时，此时输出电流就会增大,检测电阻RS上的电压VRS会增大,在图4-5（A）中，当VRS的值超过V2的B-E导通电压，图4-5过电流保护电路（1)V2导通,由于V2的集电极接的是振荡电路的控制端，使振荡电路的振荡减缓或停止振荡电路工作.在图4—5(B）中,VRS经电压比较器后输出一个控制信号到振荡电路，通过减小振荡电路的振荡频率，减小输出电压，从而减小输出电流达到保护的目的.图4—5(B）的精度要比图4-5（A）的精度高，因为4—5（B）设计了误差比较和误差放大电路.图4-6过电流保护电路（2）如图4-6所示，此电路图为恒流保护电路，电路中R1与R2对VR进行分压,电阻R2上分得的电压为:VR2=VR[R2/(R1+R2）]。负载电流为I0，测电阻上的电压VRS=I0RS，电压VS和VR2进行比较,如果VS〉VR2，A输出控制信号，使脉冲的频率发生变化，使输出电压发生变化，从而减小负载电流。如图4-7所示,此图是光电耦合驱动电流保护电路，其工作原理为：当输出电流过大时,RS两端的电压升高，IC2的2脚电压高于3脚基准电压，IC2输出高电压,V1导通,光电耦合器IC1发生光电效应,使振荡电路的振荡频率发生变化，从而控制开关管脉冲信号宽度或频率发生变化，从而使输出电压降低,达到减小电流的目的.这些电路也存在着不足，即检测电路中总串联着RS,若检测电阻RS的值不大，则电路保护的反应速度不快，精度也不太高，若电阻RS过大，则电路消耗的功率就会明显增大，检测电阻存在着无功功率使开关电源的效率降低,为减小电阻RS无功功率的影响，应采用检测信号放大电路，提高保护电路的反应速度，精度。本文所用的过电流保护电路为近似以上所示图2—15，与图2—15相比，无采样线圈,而是直接将驱动放大电路的射极电流通过电阻转换为电压送给比较器,芯片通过检测比较器输出电压来改变脉冲宽度,从而改变输出电压与输出电流。图4—7过电流保护电路（3）4.2取样电路开关电源采样电路按采样的不同方式分为直接采样电路和间接采样电路。下面通过图解说明两种采样电路的工作原理。直接从开关电源输出端取样的方式称为直接取样，如图4-8所示.VT1、VT2、VT3和R3、R5和R6以及VZD都被集成于电路内部.实用过程中根据VZD的稳压值,再确定额定输出电压时R5、R6的比值。此类集成电路可在外电路中，例如图4—8中R5、R6的两端，通过并联外接电阻，在小范围内改变输出电压。由于电压稳压管VZD的限流电路无法改变，若大范围改变R5或R6后,则输出电压的大图4-8直接取样电路幅度变动将使VZD脱离齐纳曲线最陡的部位使稳压效果变差。一般在R3上并联电阻使输出电压降低还是在R6两端并联电阻使输出电压升高，其变化幅度均以10％为限。间接取样从正比于开关管导通期的其他部分取样，如图4—9所示。变压器T二次侧的输出电压为矩形波，采样绕组输出电流经二极管整流后变为直流根据绕组比，采样电路输出电压与一次侧电压成正比关系，根据采样电路电压或者电流的变化将信号反馈给控制芯片UC3524，控制脉冲的输图4—9间接取样电路出，使电路工作稳定。本设计所采用的取样电路为间接取样电路，它的优点是可以减小主电路的复杂程度，排除采样电路对主电路的干扰，又可灵敏地对主电路的变化做出快速的反应，可根据电路的实际需要改变采样绕组的匝数来改变取样电压输出值。当然，它也有一定的缺点，增加采样绕组要增大变压器的体积与重量，增加设备的造价。第5章电路主要参数计算按照设计要求，输出电压为220V，50HZ的方波。由UC3524的引脚功能可知，6脚的RT和7脚CT共同决定电路的输出频率。振荡器的输出频率的计算公式为:（3-1）当UC3524为两路输出脉冲时，每路输出最大脉宽为45％.驱动推挽电路时,次级电路得到两组正向脉冲分别使内部两组放大管轮流导通,其最大脉宽为90%。因为两组驱动输出极性相同，只是在时间轴上出现的序列不同，所以可以将两驱动输出脉宽并联,将输出最大脉宽90%的单端驱动脉冲，用于单端变换器。分成两路输出，振荡频率为开关频率的两倍.即晶闸管的开关频率为：（3—2)由周期与频率之间的关系得，晶闸管的导通时间为：.系统输出的频率为50HZ,则HZ，可选择RT=10KΩ，CT=1μF。按输出脉冲最大宽度为45％计算，一次侧输出电压的计算公式为：（3—3）按此公式可得：.考虑到电路的的效率一般为90%左右，按90％计算。变压器初、次级绕组与电压的关系为：。由此关系式可得：。考虑到电压损耗,取损耗系数为1。2，则：,取整数为。总结逆变电源设备广泛应用于科学研究、经济建设、国防设施及人民生活等各个方面,是电子设备和机电设备的基础。在本次毕业设计中,通过对逆变电源主电路、控制电路等电气控制电路环节的设计以及对电路元件参数的计算与选择，了解了逆变电源设计的全过程,巩固和加强了本专业的专业理论知识，同时设计也满足了现代工程设计的要求,达到了预期的目标。在设计过程中，控制与驱动电路的设计是本设计的重点和难点。设计控制电路的目的是通过驱动、放大电路控制系统主电路中功率开关元件的通断，使系统装置可靠工作.另外，由于设计时间仓促和知识的有限，在系统设计中也存在着和一些需要解决的问题。这些都需要以后在工作实践中不断学习、探索和积累经验加以解决。总之，本毕业设计在理论上是可行的，但在具体应用时还需要不断改进设计思路，提高设计方法,解决实际中遇到的新问题。参考文献［1］辛伊波。开关电源基础与应用［M］。西安:西安电子科技大学出版社，2011.12[2]王兆安，刘进军。电力电子技术［M]。西安：机械工业出版社，2009。［3]刘凤君.现代逆变技术及应用［M].北京:电子工业出版社，2006.9［4］黄俊等.电力电子技术[M］。北京：机械工业出版社，2000[5］徐德鸿。开关电源设计指南[M]。北京:机械工业出版社，2002［6]陈道炼。DC-AC逆变技术及其应用［M］。北京：机械工业出版社，2003。11［7］杨旭等.开关电源技术［M］.北京:机械工业出版社，2004.3［8］周志敏.开关电源实用技术设计与应用［M］.北京：人民邮电出版社，2003[9]曲学基等。稳定电源电路设计手册[M］.北京:电子工业出版社，2003。10［10]李爱文。现代逆变技术及其应用[M］。上海，科学出版社，2000[11]王小双，赵静。300W50HZ逆变电源设计［J］。西安，《车辆与工程》，2011致谢感谢尊敬的辛老师在毕业设计中对我给予悉心指导,在我毕业设计写作期间,老师给我提供很多专业知识上的指导,没有老师这样的帮助,我是不会这样顺利的完成毕业设计的，借此机会，我向老师表示感谢。还要感谢和我一起做毕业设计的同学。在做毕业设计的时间里，我们互相学习互帮互助，他们给我提出了很多宝贵的意见，给了我不少的帮助和支持,在此也真诚的感谢你们.正是在这样的一个团结友爱，相互促进的环境中，在和你们帮助和启发中，才有我今天小小的收获。通过这一个学期的毕业设计,从开始任务到图书馆查找资料,到设计电路图,我学到了课堂上学习不到的知识。上课时总觉得所学的知识太抽象，没什么用途，现在终于认识到了它的重要性。平时上课老师讲的内容感觉都听明白了,但真正到了用的时候却不怎么会用了，经过这次毕业设计才知道，要真正学好一门课程，并不是把每一章的内容搞懂就行了，学习是一个循序渐进的过程，需要前后关联，上下总结。最后感谢辛老师感谢大家给予的帮助！外文资料翻译SwitchingPowerSupplyDesignSwitchingpowersupplyworkinhighfrequency，highpulsestate，areanalogcircuitsinaratherspecialkind.Switchingpowersupplyisdividedinto,twoformsofisolationandnon—isolated，isolatedheremainlytotalkaboutswitchingpowersupplytopologiesformbelow,non-specified,aretoisolatethepower。Isolatedpowersupplyinaccordancewiththestructureofdifferentforms，canbedividedintotwocategories：aforwardandflyback。FlybacktransformerprimarysidemeansthatwhentheVice-edgeconductioncut-off,transformerstorage。Closeoftheprimary,secondarysideconduction，theenergyreleasedtotheloadofworkstatus,generalconventionalflybackpowermultiplex，twin—tubeisnotcommon.Forwardreferstotheprimaryconductionintransformersecondarysidewhilethecorrespondingoutputvoltageisinducedintotheload,thedirecttransferofenergythroughthetransformer。Accordingtospecificationscanbedividedintoconventionalforward，includingthesingle-transistorforward,DoubleForward.Half—bridge,bridgecircuitsareallforwardcircuit。

Forwardandflybackcircuitshavetheirowncharacteristicsintheprocessofcircuitdesigntoachieveoptimalcost-effective，canbeappliedflexibly。Usuallyinthelow-powerflybackcanbeadopted.Slightlylargerforwardcircuitcanuseasingletube,medium-powercanuseDoubleForwardcircuitorhalf-bridgecircuit，low-voltagepush—pullcircuit，andthehalf—bridgeworkinthesamestate.Highpoweroutput,generallyusedbridgecircuit，lowvoltagecanbeappliedpush-pullcircuit.

Flybackpowersupplybecauseofitssimplestructure,andtocutthesizeofasimilarsizeandtransformerinductance，thepowersupplyinthemediumhasbeenwidelyapplied.Presentationreferredtoinsomeflybackpowersupplycandodozensofwatts,outputpowerexceeding100wattswouldbenoadvantagetothemdifficult。Undernormalcircumstances,Ithinkso,butitcannotbegeneralized，PI'sTOPchipscando300watts，anarticledescribestheflybackpowersupplycanbeontheKW,butnotseeninkind.Poweroutputandtheoutputvoltagelevel.

Flybackpowertransformerleakageinductanceisacriticalparameter，becausethepowerneedsoftheflybacktransformerstoredenergy，tomakefulluseoftransformercore,thegeneralmustbeopeninthemagneticcircuitairgap，theaimistochangethecorehysteresisbacklineoftheslope，sothattransformerscanwithstandtheimpactofalargepulsecurrent，whichisnotcoreintosaturationnon-linearstate，themagneticcircuitinthehighreluctanceairgapinthestate，generatedinthemagneticfluxleakageismuchlargerthancompletelyclosedmagneticcircuit.

Transformercouplingbetweenthefirstpoleisthekeyfactordeterminingtheleakageinductance,thecoiltobeverycloseasfaraspossiblethefirsttime，thesandwichcanbeusedaroundthelaw，butthiswouldincreasethedistributedcapacitancetransformer。Usecoreascorewithalongwindow，canreducetheleakageinductance,suchastheuseofEE,EF，EER，PQ—basedEItypemagneticcoreeffectivethangood。

Thedutycycleofflybackpowersupplies,inprinciple，themaximumdutycycleofflybackpowersupplyshouldbelessthan0。5，otherwisenoteasyloopcompensationmaybeunstable，buttherearesomeexceptions，suchastheU.S。PIhasintroducedtheTOPserieschipcanworkundertheconditionsofdutycycleisgreaterthan0。5。

Dutycyclebythetransformerturnsratiotodetermineformerdeputyside,Iamananti-shockviewis,firstdeterminethereflectedvoltage（outputvoltagereflectedthroughthetransformercouplingtheprimaryvoltagevalue），reflectingacertainvoltagerangeofvoltageincreaseisdutycycleincreases,lowerpowerloss.Reducethereflectedvoltagedutycycledecreases,increasespowerloss.Ofcourse，thisisaprerequisite，whenthedutycycleincreases,itmeansthattheoutputdiodeconductiontime,inordertomaintainoutputstability,moretimewillbetoensurethattheoutputcapacitordischargecurrent,theoutputcapacitorwillbeunderevengreaterhigh-frequencyripplecurrenterosion，whileincreasingitsheat，whichinmanycircumstancesisnotallowed。

Dutycycleincreases，changethetransformerturnsratio，transformerleakageinductancewillincrease,itsoverallperformancechange，whentheleakageinductanceenergylargeenough,canswitchtofullyoffsetthelargeaccountspacetobringlow-loss,nofurtherincreasewhenthemeaningofduty,becausetheleakageinductancemayevenbetoohighagainstthepeakvoltagebreakdownswitch。Leakageinductanceaslarge，maymaketheoutputripple,andotherelectromagneticindicatorsdeteriorated.Whenthedutyhours,thehighRMScurrentthroughtheswitch,transformerprimarycurrentrmsandloweredtheconverterefficiency,butcanimprovetheworkingconditionsoftheoutputcapacitortoreducefever.Howtodeterminethetransformerreflectedvoltage（dutycycle)

Somenetizenssaidswitchingpowersupplyfeedbackloopparametersettings，workstatusanalysis.Sincehighschoolmathematicsisratherpoor，"AutomaticControlTheory，”almostonthemake—up,andforthedoorisstillfeelingfear，andnowcannotwriteacompleteclosed—loopsystemtransferfunction，zeroforthesystem,theconceptoffeelingpolevague,seeBodeplotisonlyabouttoseeisadivergenceorconvergence，sothefeedbackcompensationcannotnonsense，butthereareanumberofrecommendations。Ifyouhavesomemathematicalskills，andthenhavesometimetolearnthentheUniversityofTextbooks,"PrinciplesofAutomaticControl”digestlookcarefullytofindout，combinedwithpracticalswitchingpowersupplycircuit，accordingtotheworkofstateforanalysis.Willbeharvested，theForumhasamessage，”coachfeedbacklooptostudythedesign，debugging,”inwhichCMGgoodanswer，Ithinkwecanreference。

Thentoday,onthedutycycleofflybackpowersupply（Iamconcernedaboutthereflectedvoltage,consistentwiththedutycycle）,thedutycyclewiththevoltageselectionswitchisrelatedtosomeearlyflybackswitchingpowersupplyusingalowpressuretube，suchas600Vor650VAC220Vinputpowerasaswitch,perhapswhentheproductionprocess,highpressuretubes，easytomanufacture,orlow—pressurepipesaremorereasonableconductionlossesandswitchingcharacteristics,asthislinereflectedvoltageca