2012-13-1移动通信技术简明教程2：第2章移动通信的调制技术解析

2.1模拟调制技术模拟调制方式有两类：幅度调制和角度调制。

1.幅度调制1）调幅（AM）2）双边带调幅（DSB）3）单边带调幅（SSB）4）残留边带调幅（VSB）5）正交调幅（QAM）2.角度调制1）调频（FM）2）调相（PM）3.典型应用1）SSB由于带宽最窄，频谱利用率最高，频率资源惊惶的短波移动通信系统常用它。2）FM由于抗干扰实力强，广泛用于VHF、UHF模拟移动通信系统。如模拟无绳电话（45/48MHz频段，B=25KHz）无线寻呼（150MHz频段，B=25KHz）车载通信（150、400、450MHz频段，B=25KHz）集群通信（800MHz频段，B=25KHz）模拟蜂窝移动通信系统（1G,900MHz频段，B=25KHz)2.2数字调制技术1.二进制数字调制基本方式三种：1）幅度键控（ASK）2）频移键控（FSK）

改进：最小频移键控（MSK）

进一步改进：经过高斯低通滤波器的最小频移键控（GMSK）3）相移键控（PSK）

改进：相对（或称差分）相移键控（DPSK）

2.多进制数字调制1）多电平（多幅）调制2）多相调制（QPSK、OQPSK、π/4—QPSK、MPSK）3）多相多电平调制（MQAM)4）多载波调制（OFDM和COFDM）

3.典型应用1）GMSK用于GSM数字蜂窝移动通信系统2）QPSK用于IS-95CDMA数字蜂窝移动通信系统3）π/4—DQPSK用于PHS无线市话数字蜂窝移动通信系统（小灵通）4）QPSK/BPSK用于W—CDMA和cdma2000第三代数字蜂窝移动通信系统5）DQPSK/16QAM用于TD—SCDMA第三代数字蜂窝移动通信系统6）OFDM技术用于TD—LTE第四代数字蜂窝移动通信系统4.移动通信对数字调制要求(1）抗干扰实力强接受恒包络调角可抗严峻的多径衰落(2）频谱利用率高接受FDMA、TDMA，占用频带窄，带外辐射小接受CDMA，占用频带宽，但单位频谱容纳的用户数多(3）误码率低5数字调制性能参数（1）功率效率（PowerEfficiency）ηp每比特的信号能量与噪声功率谱密度之比：

（2）带宽效率（SpectralEfficiency）ηB给定带宽条件下每赫兹的数据通过率：由香农(Shannon)定理式中，C为信道容量，B为RF带宽，S/N为信噪比，lb=loga,a=2。因此，最大可能的ηBMAX为对于GSM，B=200kHz,SNR=10dB,有1）二进制相移键控(BPSK)（1）表示式0≤t≤Tb″1″0≤t≤Tb″0″或式中，Tb为码元宽度，a(t)为调制信号。BPSK可用平衡调制器产生。

2)差分相移键控（DPSK）DPSK接收机无需相干参考信号，广泛应用于无线通信系统。DPSK调制器框图如下。图中，3）正交相移键控QPSK(4PSK)

由于在一个调制符号中发送2bit,QPSK较BPSK频带利用率提高了一倍。载波相位取四个空间相位0、π/2,π和3π/2中的一个，每个空间相位代表一对惟一的比特。QPSK信号可写成：0≤t≤Tsi=1,2,3,4Ts是符号间隙,等于两个比特周期,上式可进一步写成:假设

0≤t≤Ts

0≤t≤Ts

则有

i=1,2,3,4QPSK信号矢量图(a)π/4系统；(b)π/2系统

QPSK信号的功率谱密度

QPSK的相位关系图

4）交织正交四相相移键控(OQPSK)限带后的QPSK已不能保持恒包络。相邻符号之间发生180°相移时，经限带后会出现包络过零的现象。反映在频谱方面，出现边瓣和频谱加宽的现象。为防止出现这种状况，QPSK运用效率低的线性放大器进行信号放大是必要的。QPSK的一种改进型是交织QPSK（OffsetQPSK）。OQPSK对出现边瓣和频宽加宽等有害现象不敏感，可以得到效率高的放大。OQPSK信号调制器框图

OQPSK的I、Q信道波形及相位路径

OQPSK相位关系图

5）π/4-QPSKπ/4-QPSK调制是对OQPSK和QPSK在实际最大相位变更进行折衷。它可以用相干或非相干方法进行解调。在π/4-QPSK中，最大相位变更限制在±135°。因此，带宽受限的QPSK信号在恒包络性能方面较好，但是在包络变更方面比OQPSK要敏感。特殊吸引人的一个特点是，π/4-QPSK可以接受非相干检测解调，这将大大简化接收机的设计。在接受差分编码后，π/4-QPSK可成为π/4-DQPSK。设已调信号为π/4-QPSK信号具有频谱特性好，功率效率高，抗干扰实力强等特点。可以在25kHz带宽内传输32kb/s的数字信息，从而有效地提高了频谱利用率，增大了系统容量。因而在低功率系统(如PHS，“小灵通”系统)中得到应用。对于大功率系统，易进入非线性，从而破坏线性调制的特征。恒包络调制技术

恒包络调制（ConstantEnvelopeModulation），不管调制信号的变更,保证载波振幅恒定。优点·功放工作在丙类,不会引起放射信号占用频谱增大。·带外辐射低(-60~-70dB)·接收电路简洁，运用简洁限幅器-鉴频器检测，便可抗随机FM噪声和瑞利(Rayleigh)衰落造成的影响1）最小频移键控（MSK）虽然OQPSK和π/4-QPSK信号消退了QPSK信号中180°的相位突变，但并没有从根本上解决包络起伏的问题。一种能够产生恒定包络连续相位信号的调制称为最小频移键控，简称MSK,有时亦称为FastFSK（FFSK）。MSK是2FSK的一种特殊状况。它具有正交信号的最小频差，在相邻符号的交界处保持连续。这类连续相位FSK（CPFSK）可表示为（4-50）式中：φ（t）是随时间变更而发生连续变更的相位，fc为载波频率，A为已调信号幅度。由2FSK信号的如下正交条件：可知，最小频差为式中：f1和f2分别为2FSK信号的两个频率，Ts为信号码元间隔，Tb为二进制信息的间隔。此时有:式中，φk为初始相位。由此MSK信号可写为式中，ak=±1，分别表示二进制信息。当码元为±1时，则信号为：ak=1ak=-1式中：传号角频率空号角频率定义两个信号sm(t)与ss(t)的波形相关系数为此式说明，每个码元宽度是1/4个载波周期的整数倍。此条件满足后，相关系数ρ可写为时，则ρ=0。此时，sm(t)和ss(t)两信号正交。当n=1时，(ωm-ωs)Tb=π为最小频差。设调制系数为为便于限制，希望两信号正交，正交条件是相关系数为零。令

n=1,2,3,…则MSK信号波形MSK信号的相位MSK信号的相位连续性，有利于压缩已调信号所占频谱宽度和减小带外辐射，因此须要探讨在每个码元转换的瞬间保证信号相位的连续性问题。由式（4-54）可知，附加相位函数φ(t)与时间t的关系是直线方程，其斜率为akπ/2Tb，截距为φk。因为ak的取值为±1，φk是0或π的整数倍。所以,附加相位函数φ(t)在码元期间的增量为式中，正负号取决于数据序列ak。;依据ak={+1,-1,-1,+1,+1,+1}，可作出附加相位路径图如图4-22所示。MSK信号的正交性MSK的信号表达式为式中：ak=±1;φk=0或π绽开上式，得

MSK信号的产生MSK信号可用正交调幅合成方式来实现。调制器框图如图所示。其中ck=ak⊕ck-1。对于MSK信号的产生,其电路形式不是惟一的,但均必需具有MSK信号的基本特点。即①恒包络,频偏为±1/4Tb,调制指数h=1/2②附加相位在一个码元时间的线性变更±π/2,相邻码元转换时刻的相位连续③一个码元时间是1/4个载波周期的整数倍MSK信号的性能恒包络，连续相位，功率谱密度特性优于一般数字调制器。MSK功率谱密度曲线的主瓣较宽，第一零点在0.75/Tb处，第一旁瓣峰值比主瓣低约23dB，旁瓣下降比较快。QPSK信号主瓣较窄，第一零点在0.5/Tb处,旁瓣下降比MSK要慢。但移动通信系统通常要在25kHz信道间隔中传输16kb/s的数字信号，邻道辐射功率要低于-80～-70dB，明显MSK不能满足。GMSK能很好满足。2）高斯滤波最小移频键控（GMSK）将原始信号通过高斯低通滤波器后，再进行MSK调制即可。实现GMSK关键是设计性能良好的高斯低通滤波器:(1）有良好的窄带和尖锐的截止特性,以滤除基带信号中的高频成分。(2）脉冲响应过冲尽可能小,以防止已调波瞬时频偏过大(3）输出脉冲响应曲线的面积对应的相位为π/2,使调制系数为1/2。满足这些特性的高斯低通滤波器的频率传输函数H(f)为式中,α是与滤波器3dB带宽Bb有关的一个系数，选择不同的α，滤波器的特性随之而变更。通常将高斯低通滤波器的传输函数值为时的滤波器带宽，定义为滤波器的3dB带宽，即：由上式可见，变更α时，带宽Bb也随之变更。反之，已知滤波器的3dB带宽，得出参数α，进行滤波器设计。(4-104)(4-105)3）M进制相移键控（MPSK）载波频率承载有M个可能值,θ

i=2(i-1)π/M,此处M为自然数。调制波形表达如下:0≤t≤Tsi=1,2,:,M

式中：Es=(lbM)Eb为符号位的能值,Ts=(lbM)Tb为时隙周期。通过选择基带信号MPSK信号可表达如下:i=1,2,…,M

MPSK星座分布图（M=8）4）M进制正交振幅调制（QAM）MPSK调制中，传输信号的振幅是恒定的，因此形成了一个圆周状的星座图。假如允许幅度可随相位变更而变更，就可产生一种新的调制方式——M维正交振幅调制（QAM）。下图是16维QAM的星座图。图中信号为格状分布。4）M进制频移键控（MFSK）

在MFSK调制中，传输信号s

i(t)定义如下0≤t≤Tsi=1,2,:,M

式中，对于某些固定的整数nc而言，fc=nc/2Ts。

M种传输信号都具有同样的信号能量和持续时间，信号频率被1/2TsHz所分割，这使得信号之间相互正交。2.3正交频分复用（OFDM）技术把整个可用信道频带B划分为N个带宽为Δf的子信道。把N个串行码元变换为N个并行的码元，分别调制这N个子信道载波进行同步传输，这就是频分复用。通常Δf很窄，若子信道的码元速率1／Ts≤Δf，各子信道可以看做是平坦性衰落的信道，从而避开严峻的码间干扰。另外,若频谱允许重叠，还可以节约带宽而获得更高的频带效率。FDM（a）、OFDM(b)带宽的比较

设串行的码元周期为ts，速率为rs=1／ts。经过串/并变换后N个串行码元被转换为长度为Ts=Nts、速率为Rs=1／Ts=1／Nts=rs／N的并行码。N个码元分别调制N个子载波：fn=f0+nΔf

(n=0，1，2，…，N-1)式中：Δf为子载波的间隔，设计为各支路的调制可接受PSK、QAM。为了提高频谱利用率，通常接受多进制调制。系统放射频谱的形态是经过细致设计的，使得每个子信道的频谱在其他子载波频率上为零，这样子信道间不会发生干扰。由于频谱的重叠使得带宽效率得到很大提高，OFDM信号的带宽一般可表示为

式中：δ为子载波信道带宽的一半。设每个支路接受M进制调制，N个并行支路传输的比特速率便为Rb=NRslbM，因此带宽效率为为了提高频带利用率可以增加子载波的数目N。一个OFDM符号包含多个经过相移键控(PSK)或者正交幅度调制(QAM)的子载波。其中，Ns表示子载波的个数，Ts表示OFDM符号的持续时间(周期)，di(i=0，1，2，…，Ns-1)是支配给每个子信道的数据符号，fi是第i个子载波的载波频率，retc(t)=1，|t|≤T／2，则从t=ts起先的OFDM符号可以表示为(4-152)

OFDM系统中子信道符号的频谱

OFDM技术早在20世纪中期就已出现，但信号的产生及解调须要很多的调制解调器，硬件结构的困难性使得在当时的技术条件下难以在民用通信中普及，20世纪70年头出现用离散傅氏变换(DFT)方法可以简化系统的结构，但也是在大规模集成电路和信号处理技术充分发展后才得到广泛的应用。OFDM的特点(1)高速率数据流通过串/并转换，使得每个子载波上的数据符号持续长度相对增加，从而有效削减了无线信道的时间弥散带来的符号间干扰(InterSymbolInterference，ISI)，减小了接收机内均衡的困难度。(2)传统的频分多路传输方法，将频带分为若干个不相交的子频带传输并行数据流，子信道间要保留足够的疼惜频带。而OFDM系统由于各子载波间存在正交性，允许子信道的频谱相互重叠，因此与常规的频分复用系统相比，OFDM系统可最大限度利用频谱资源。当子载波个数很大时，系统的频谱利用率趋于2Baud／Hz。(3)各子信道中的正交调制解调可通过反离散傅里叶变换(IDFT)和离散傅里叶变换(DFT)实现。对子载波数较大的系统，可接受快速傅里叶变换(FFT)实现。而随着大规模集成电路和DSP技术的发展，IFFT与FFT特殊简洁实现。(4)无线数据业务一般存在非对称性，即下行链路中传输的数据量大于上行链路中的，这就要求物理层支持非对称高速率数据传输。OFDM系统可以通过运用不同数量的子信道实现上行和下行链路中不同的传输速率。(5)OFDM简洁与其他接入方式结合运用，构成各种系统，其中包括MC-CDMA、跳频OFDM以及OFDM-TDMA等等，使得多个用户可同时利用OFDM技术进行信息传输。

但是由于OFDM系统内存在多个正交的子载波，而且其输出信号是多个子信道的叠加，因此与单载波系统相比，存在以下缺点：(1)由于子信道的频谱相互覆盖，这就对它们之间的正交性提出了严格的要求。由于无线信道的时变性，在传输过程中出现无线信号的频谱偏移，或放射机与接收机本地振荡器之间存在的频率偏差，都会使OFDM系统子载波之间的正交性遭到破坏，导致子信道的信号相互干扰(ISI)。这种对频率偏差的敏感是OFDM系统的主要缺点之一。(2)由于多载波系统的输出是多个子信道信号的叠加，因此假如多个信号的相位一样，所得到的叠加信号的瞬时功率就会远远高于信号的平均功率，导致出现较大的峰值平均功率比(PeaktoAveragePowerRatio，PAPR)，可能带来信号畸变，使信号的频谱发生变更，从而导致各个子信道间的正交性遭到破坏，产生干扰，使系统的性能恶化，这就对放射机内功率放大器提出了很高的要求。OFDM系统关键技术1)时域和频域同步OFDM系统对定时和频率偏移敏感，特殊是实际应用中可能与FDMA、TDMA和CDMA等多址方式结合运用时，时域和频域同步显得尤为重要。与其他数字通信系统一样，同步分为捕获和跟踪两个阶段。在下行链路中，基站向各个移动终端广播式发送同步信号，所以，下行链路同步相对简洁，较易实现。在上行链路中，来自不同移动终端的信号必需同步到达基站，才能保证子载波间的正交性。基站依据各移动终端发来的子载波携带的信息进