BUCK型DC-DC变换器中电流环的研究与设计

西南交通大学硕士学位论文BUCK型DC-DC变换器中电流环的研究与设计姓名：刘颖杰申请学位级别：硕士专业：微电子学与固体电子学指导教师：冯全源20091201西南交通大学硕士研究生学位论文第１页摘要随着消费电子市场的迅速发展，便携式电子产品，如手机，笔记本电脑，ＰＤＡ等越来越普及。为了延长电池的使用时间，高性能的开关电源成为研究的热点。电压模式控制和电流模式控制都广泛应用于ＤＣ—ＤＣ变换器中，电压模式控制反馈环路简单，只反馈输出电压，不检测电感电流，瞬态响应较慢；电流模式控制增加了一个电流反馈环路，改善了瞬态响应慢的问题，但在占空比大于５０％时，电流环会产生次谐波振荡，因此，电流环电路是电流模式控制中的核心部分。本文对电流环电路进行了深入的研究，首先总结了几种常见的电流检测技术，并详细分析了ＳＥＮＳＥＦＥＴ技术的优缺点，从ＳＥＮＳＥＦＥＴ技术的不足之处入手，利用体偏置效应提高检测精度，并采用尺ｎ。检测技术和电阻检测技术相结合的方法，同时用工作在线性区的ＰＭＯＳ管代替电阻，降低了工艺，温度波动以及偏置电流对检测精度的影响，设计出一款结构简单，检测精度高的电流检测电路。其次，分析了电流环不稳定的原因，以及传统固定斜率斜坡补偿技术存在的过补偿问题，设计了一种自适应斜坡补偿电路，大大降低了过补偿对系统性能的不良影响。电路基于０．６ｕｒｎＣＭＯＳ工艺实现，仿真结果表明，本文设计的电流环电路适合用于大电流ＢＵＣＫ型ＤＣ．ＤＣ变换器，开关频率为１ＭＨｚ，能够检测的最大峰值电感电流为３．５Ａ，在所有情况下，检测精度高于９８％，且斜坡补偿电路能够根据输入电压和输出电压自动调节斜坡补偿的斜率，在不同情况下产生不同斜率的斜坡补偿信号。本文首先简单介绍了开关电源的种类，国内外的发展现状和面临的问题，确定研究目标。第二部分讲述了ＢＵＣＫ型ＤＣ—ＤＣ变换器的基本原理和控制模式，以及电流环的重要性，为接下来的工作奠定基础。第三部分总结了几种电流检测技术的优缺点，以及电流环不稳定的原因，详细阐述了电流检测电路和斜坡补偿电路的具体设计。第四部分给出了电路在各种情况下的仿真结果，并与文献中的电路进行对比。最后总结了本次工作的意义，存在的不足，以及对未来的展望。关键词：ＤＣ．ＤＣ变换器；电流检测；斜坡补偿；检测精度ＡｂｓｔｒａｃｔＷｉｔｈｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｄｅＶｌｃｅｓ，ｓｕｃｎ嬲ｔｈｅｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｏｆｃｏｎｓｕｍｅｒｍａｒｋｅｔ，ｐｏｒｔａｂｌｅｂｅｃｏｍｅｉｎｃｒｅａＳｍｇｌｙｐｏｐｕｌａｒ・ｃｅｌｌｕｌａｒｐｈｏｎｅｓ，ｌａｐｔｏｐｃｏｍｐｕｔｅｒ，ａｎｄＰＤＡｓ，ｈａｖｅｆｏｒｍａｘｉｍｉｚｉｎｇｔｈｅｓｙｓｔｅｍｒｕｎｔｉｍｅａＩｌｄＰｏｗｅｒＩＣｓａｒｅｍｍｄ纳ｏＤ，ｉｎｔｈｅｓｅｄｅｖｉｃｅｓｕｓｅｄｍｃｕｒｒｅｎｔｍｏｄｅｃｏｎｔｒｏｌｓａｒｅｂｏｔｈｗｌｄｅｌｙｍｏｄｅａｎｄｌｉｆｅｔｉｍｅ．ＶｏｌｔａｇｅｂａｔｔｅｒｙｏｆＤＣ．ＤＣｃｏｎｖｅｎｅｒｄｅｓｉｇｎｓ．ＴｈｅｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒｖｏｌｔａｇｅｆｅｅｄｂａｃｋｉｓａＤＣ－ＤＣｓｗｉｔｃｈｉｎｇｃｏｎＶｅｒｔｅｒｗｉｍｎｏｒｉｎｄｕｃｔｏｒｓｉｍｐｌｅ，ｂｕｔｎｅｉｔｈｅｒｔｈｅｔｈｅｏｕｔｐｕｔｃｕｒｒｅｎｔ１ｓｍｏｎｉｔｏｒｅｄ，锄ｄｔｈｅｂｖｅｍｐｌｏｙｉｎｇｃＯＵｌｄｂｅｌｏｏｐｒｅｓｐｏｎｓｅｉｓｓｌｏｗ．Ｄｙｎａｍｉｃｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｅｎｈ锄ｃｅｄ１ｓｃｕｒｒｅｎｔｆｅｅｄｂａｃｋ，ｂｕｔｔｈｅｃｕ仃ｅｎｔｌｏｏｐｓｌｏｐｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｆｏｒｒｅｑｕｉｒｅｄｔｏａｖｏｉｄｓｕｂ．ｈ锄ｏＩｌｉｃｏｓｃｉｌｌａｔｉｏｎ．Ｔｈｕｓ，ｔｈｅｃｕｒｒｅｎｔｌｏｏｐｗｈｉｃｈｉｎｃｌｕｄｅｓｔｈｅｃｉｒｃｕｉｔｉｓｔｈｅｍｏｓｔｉｍｐｏ姗ｔｂｌｏｃｋｍｃｉｒ砒ａｎｄｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｓｌｏｐｅｃ眦ｅｎｔｓｅｎｓｉｎｇｃｕｒｒｅｎｔｍｏｄｅｃｏｎｔｒ０１．．ＩＩｌｔｈｉｓｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓｐ印ｅｒ，ｔｈｅａｒｅｃｕｒｒｅｎｔｌｏｏｐｉｓｄｅｅｐｌｙｒｅｓｅａｒｃｈｅｄ・ＳｅｖｅｒａｌＣＵｌＴｅｎｔｓｅｎｓｍｇｌｓｏｆＳＥＮＳＥＦＥＴｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓｕｍｍａｒｉｚｅｄ，ａｎｄｔｈｅｄｉｓａｄｖａｎｔａｇｅｃｉｒｃｕｉｔｉｓｈｉｇｈａｃｃｕｒａｃｙｃｕｒｒｅｎｔｓｅｎｓｉｎｇａｎａｌｙｚｅｄ．ＡｓｉｍｐｌｅａｎｄｃａｎｓｅＩｌｓｅｐｒｏｐｏｓｅｄ・Ｔｈｅｃｌｒ删：ｔｈｅｐｃ’ｗｅｔｔｒａｎＳｌＳｔｏＬ１ｓｔｈｅｉｎｄｕｃｔｏｒｃｕ仃ｅｎｔｔｌｌｒｏｕ曲ｓｅｎｓｉｎｇｔｈｅｖｏｌｔａｇｅａｃｒｏｓｓＴｈｅｓｅｎｓｅｒａｔｉｏｂｅｔｗｅｅｎｏｕｔｐｕｔｉｎｄｕｃｔｏｒｃｕ仃ｅｎｔｓｅｎｓｉｎｇｃｕｒｒｅｎｔａｎｄｈａｒｄｌｙｍｔ０舸ｅｃｔＩ习ｂｙｌｍａｒ１００ｐａｎｄｓｕｐｐｌｙｖｏｌｔａｇｅｂｙｕｓｉｎｇｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｓｏｐｅｒａｔｅｄｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ，ｐｒｏｃｅｓｓｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ１ｓｕｓｅｄｂｏｄｙｏｆｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ．Ｆｕｒｔｈｅｒｍｏｒｅ，ｔｈｅｍｓｔｅａｄｒｅｇｉｏｎｒｅａｓｏｎａｃｈｉｅｖｅｈｉｇｈａｃｃｕｒａｃｙ．Ｔｈｅｎｔｈｅｏｆｓｕｂ－ｈａｒｍｏｎｉｃｏｓｃｉｌｌａｔｉｏｎｉＩｌｍｅｃｕｒｒｅｎｔａｒｅａｎａｌｙｚｅｄ・ＡｎａｎｄｔｈｅＯＶｅｒｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｐｒｏｂｌｅｍａｄａｐｔｌＶｅｓｌｏｐｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｃｉｒｃｕｉｔｉｓｃｉｒ嘶ｔｓｅｎｓｅｎｅｉｓｄｅｓｉｇｎｅｄｔＯｓｏｌｖｅｔｈｅｐｒｏｂｌｅｍｏｆＯＶｅｒｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ．１ｄｅｓｉｇｎｅｄｃａＩｌｉｎ０．６ｕｒｎＣＭＯＳｐｒｏｃｅｓｓ，ａｎｄｔｈｅｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｃｕｒｒｅｎｔｒｅｓｕｌｔｓｉｎｄｉｃａｔｅｔｈａｔｔｌｌｅｃｉｒｃｕｉｔｈｉｇｈｅｒｃｉｒｃｕｉｔｔｈｅｉｎｄｕｃｔｏｒａｃｈａｎｇｉｎｇｆｒｏｍＯＡｔｏ３．５ＡｗｉｔｈｍｅａＣｃ盯ａｃｙｓｌｏｐｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｔｈａｎｃａｎ９８％ｏｖｅｒｗｉｄｅｒａｎｇｅｏｆＰＶＴｃｏｎｄｉｔｉｏｎ・ＴｈｅｎｅｔＯｔｈｅｉｎｐｕｔｖｏｌｔａｇｅａｎｄｏｕｔｐｕｔＶｏｌｔａｇｅ・１ｔｈｅａｃｃｏｒｄｉｎｇｓｌｏｐｅａｄｊｕｓｔｆｏｒｂｕｃｋｃｕｒｒｅｎｔｌｏｏｐｃｉｒｃｕｉｔｉｓｓｕｉｔａｂｌｅｗｏｒｋｆｒｅｑｕｅｎｃｙｉｓ１ＭＨｚ．ＴｈｅｐｒｏｐｏｓｅｄＤＣ－ＤＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒｗｉｔｈｈｉｇｈｌｏａｄｃｕｒｒｅｎｔ・ｈ也ｅｂｅｇｉ衄ｉＩｌｇ。ｆｔｈｅｓｗｉｔｃｈｉｎｇｔｈｉｓｐａｐｅｒ，ｔｈｅｓｏｒｔａｎｄｔｈｅｄｅｖｅｌ。ｐｍｅｒｌｔ。ｆｔｈｅｏｂｊｅｃｔｏｆｔｈｉｓｐａｐｅｒｉｓｄｅｃｉｄｅｄ．Ｔｈｅ．一，。，。，。、．１、，；ｃ；ｎｔｒｎｆｌｌｌｃＰｄ—Ａｎｄｐｒｉｎ—ｃ—ｉｐ—ｌｅａ—ｎｄｔｈｅｃｏｎｔｒｏｌｓｃｈｅｍｅｏｆＢＵＣＫＤＣ．ＤＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒａｒｅａｄｄｒｅｓｓｅｄｉｎｓｅｃｔｉｏｎＩＩ．Ｍｏｒｅｏｖｅｒ，ｔｈｅｉｍｐｏｒｔａｎｃｅｏｆｃｕｒｒｅｎｔｌｏｏｐｉｓａｎａｌｙｚｅｄ．Ｓｅｖｅｒａｌｃｕｒｒｅｎｔｓｅｎｓｉｎｇｃｉｒｃｕｆｆｒｅａｓｏｎｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓａｎｄｔｈｅｏｆｓｕｂ—ｈａｒｍｏｎｉｃｏｓｃｉｌｌａｔｉｏｎａｒｅｓｕｍｍａｒｉｚｅｄｉｎｓｅｃｔｉｏｎｌｌＩ．Ｔｈｅｃｕｒｒｅｎｔｓｅｎｓｉｎｇｃｉｒｃｕｉｔｔｈｉｓｓｅｃｔｉｏｎ．ＴｈｅａｎｄａｄａｐｔｉｖｅｓｌｏｐｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｃｉｒｃｕｋａｒｅｄｅｓｉｇｎｅｄｉｎｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｒｅｓｕｌｔｓａｎｄｃｏｍｐａｒｉｓｏｎｗｉｔｈｏｔｈｅｒｃｋｃｕｉｔａｒｅｓｈｏｗｅｄｉｎｓｅｃｔｉｏｎⅣ．Ｔｈｅｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｃｅａｎｄｅｘｉｓｔｅｄｐｒｏｂｌｅｍａｒｅｄｉｓｃｕｓｓｅｄｉｎｔｈｅｌａｓｔｓｅｃｔｉｏｎ．Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ＤＣ—ＤＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒ；Ｃｕｒｒｅｎｔｓｅｎｓｉｎｇ；Ｓｌｏｐｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ；Ａｃｃｕｒａｃｙ西南交通大学学位论文版权使用授权书本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，同意学校保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阅。本人授权西南交通大学可以将本论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复印手段保存和汇编本学位论文。本学位论文属于１．保密口，在年解密后适用本授权书；２．不保密口，使用本授权书。（请在以上方框内打“√”）学位论文作者签名：却ｊ｝良丘日期：矾川，指导老师签名：理住涉Ｂ期：酬沁７ｔｆ西南交通大学学位论文创新性声明本人郑重声明：所呈交的学位论文，是在导师指导下独立进行研究工作所得的成果。除文中已经注明引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写过的研究成果。对本文的研究做出贡献的个人和集体，均己在文中作了明确的说明。本人完全意识到本声明的法律结果由本人承担。本学位论文的主要创新点如下：本文将电流环电路作为研究对象，针对系统对电流反馈环路的要求，从提高电流检测精度和改善过补偿问题入手，对比总结了几种常见的电流检测技术，综合其优缺点，设计出一款结构简单，检测精度高的电流检测电路。该电路采用ＰＭＯＳ管引入负反馈，提高环路增益，并且利用了体偏置效应，使环路增益进一步提高，从而提高检测精度，同时采用尺ｎ。检测技术和电阻检测技术相结合，用工作在线性区的ＰＭＯＳ管代替电阻，降低了工艺，温度波动以及偏置电流对检测精度的影响，最终实现了高精度的电流检测电路，检测精度高于９８％。另外，针对传统固定斜率斜坡补偿技术所产生的过补偿问题，设计了一种自适应斜坡补偿电路，该电路能够根据输入电压和输出电压自动调节斜坡补偿的斜率，大大降低了过补偿对系统性能的不良影响。西南交通大学硕士研究生学位论文第１页第一章绪论１．１开关电源简介开关电源是利用现代电力电子技术，通过控制功率管导通和关断，维持稳定输出电压的一种电源，其一般由控制芯片和功率器件（功率ＭＯＳＦＥＴ或ＩＧＢＴ）构成。开关电源具有集成度高、外围电路简单、电源效率高等优点，在各种电子产品中得到广泛的应用。尤其是电池供电的便携式系统数量日益增长，开关电源已经取代效率较低的线性稳压器，成为现代超大规模集成系统中不可或缺的部分。随着半导体技术的不断发展，高效，低功耗，低电压，高精度，低噪声，高集成的电源管理芯片成为未来的发展趋势。开关电源可分为ＡＣ／ＤＣ和ＤＣ／ＤＣ两大类，ＤＣ／ＤＣ变换器现已实现模块化，且设计技术及生产工艺在国内外均已成熟和标准化，但ＡＣ／ＤＣ的模块化，因其自身的特性使得在模块化的进程中，遇到较为复杂的技术和工艺制造问题。（１）ＡＣ／ＤＣ变换…ＡＣ／ＤＣ变换是将交流变换为直流，其功率流向可以是双向的，功率流由电源流向负载的称为“整流＂，功率流由负载返回电源的称为“有源逆变＂。ＡＣ／ＤＣ变换器输入为５０／６０Ｈｚ的交流电，必须经整流、滤波，因此体积相对较大的滤波电容器是必不可少的。同时因遇到安全标准（如ＵＬ、ＣＣＥＥ等）及ＥＭＣ指标的限制（如ＩＥＣ、ＦＣＣ、ＣＳＡ），交流输入侧需加ＥＭＣ滤波及使用符合安全标准的元件，这样就限制了ＡＣ／ＤＣ电源体积的小型化。ＡＣ／ＤＣ变换按电路的接线方式可分为半波电路、全波电路。按电源相数可分为单相、三相、多相。按电路工作象限又可分为一象限、二象限、三象限、四象限。（２）ＤＣ／ＤＣ变换ＤＣ／ＤＣ变换是将固定的直流电压变换成可变的直流电压，其工作方式主要有两种：一是脉宽调制方式，二是频率调制方式，其具体电路有以下几类晗３：（１）降压（Ｂｕｃｋ）型电路只能降压不能升压，输出与输入同极性，结构简单。常用于降压型直流开关稳压器、不可逆直流电动机调速等场合。（２）升压（Ｂｏｏｓｔ）型电路只能升压不能降压，输出与输入同极性，结构简单。常用于将较低的直流电压变换成为较高的直流电压，如电池供电设备中西南交通大学硕士研究生学位论文第２页的升压电路、液晶背光电源等。该电路另一个重要用途就是作为单相功率因数校正电路。（３）升降压（Ｂｕｃｋ－－Ｂｏｏｓｔ）型电路不仅可以灵活地改变电压的高低，而且能改变电压极性，常用于电池供电设备中产生负电源的电路以及各种开关稳压器中。（４）Ｃｕｋ型电路的特点与升降压电路相似，但电路较复杂。优点是输入与输出回路中都有电感，使输出电压纹波较小，从输入电源吸取的电流纹波也较小，可以在特殊场合使用。（５）ＳＥＰＩＣ（ｓｉｎｇｌｅ—ｅｎｄｅｄｐｒｉｍａｒｙｉｎｄｕｃｔａｎｃｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）型电路虽比较复杂，但由于输出电压可以高于输入电压也可以低于输入电压，所以可用于要求输出电压较低的单相功率因数校正电路。１．２研究背景电源是电子产品最重要的组成部分之一，如果没有可靠的电源，纵使电子产品有再强大的功能，也无法使用。尽管如此，在过去，国内电源部分的研究与设计却一直未受到特别重视，因为很多电子产品都是利用插座来直接供电的，不必担心像电池一样会有电用完的问题，当然也没有省电的概念，直到近年来，由于工艺技术的进步，电子产品开始越做越小，逐步向轻，薄，小以及便携式方向发展，如今，便携式电子设备已经广泛普及，在这样的趋势下，电源的供电方式必须使用电池，电池能使用的时间长短开始变为一个重要的研究课题。而电源供电电路也要跟着缩小，却又必须保证有足够的电压及电流以驱动电路，以及省电的设计以延长供电时间，这使得电源管理ＩＣ的地位日趋重要，越来越多的人力和财力投入到电源管理技术的研究中。近年来集成电路技术飞速发展，制造工艺技术进步使得单一的器件尺寸不断缩小，目前集成电路产品的最小线宽已经达到４５ｎｍ。芯片的供电电压也从过去的５Ｖ，３．３Ｖ下降到２．５Ｖ，１．８Ｖ甚至更低，以降低动态开关损耗∞１。数字电路的电源电压一直下降，但主要的供电电压源还是在较高的电位，如１２Ｖ，５Ｖ，３．３Ｖ，因此必须靠降压型（ＢＵＣＫ）直流一直流（ＤＣ－ＤＣ）变换器来提供较低的供电电压。ＢＵＣＫ型ＤＣ－ＤＣ变换器可以将电压转换为所需要的电位，且输出电压不会随输入电压变化，在不同负载电流的情况下，输出电压能够稳定在一个区间Ｈ１。便携式西南交通大学硕士研究生学位论文第３页电子设备，例如手机，ＰＤＡ，ＭＰ３，笔记本电脑等，主要都是由电池供电，这就需要电源管理模块提高效率，减少功率损耗，以延长电池的使用时间。电源管理Ｉｃ蓬勃发展的主要原因有两个，一是数字芯片性能不断提高，所有电子设备中使用的芯片数量不断增加，不同功能的芯片可能就会需要一个ＤｃＤｃ变换器：其次是消费电子产品大量数字化的结果，需要更多高性能的电源管理元件来支持日趋复杂的功能。随着便携式设备功能的复杂化，对电源管理Ｉｃ功能的需求也日益提高，许多应用需要几种不同的电压提供给不同的子系统，如图１１所示的智能手机的供电系统框图”１，常用的电源包括处理器核心的１．ＩＶ，存储器的２５Ｖ和３．３Ｖ以及其他子系统所使用的２０Ｖ以上的电压，例如液晶显示器的偏压电路和白光ＬＥＤ构成的背光照明电路。图卜１智能手机供电系统框图ＤＣ—Ｄｃ变换器主要有电流模式和电压模式控制两种，电流模式控制在电压模式控制的基础上增加了电流内环，具有快速动态响应，自动过流保护，易于补偿等优点删，广泛应用于Ｄｃ—Ｄｃ变换器中。电流反馈环路是电流模式控制的ＤＣ—Ｄｃ变换器中最重要的模块之一，由电流检测电路和斜坡补偿电路构成，电流检测电路检测电感电流的变化，与斜坡补偿电路产生的斜坡相叠加，再与误差放大器的输出比较，控制占空比，从而控制功率管的导通和关断。因此研究电流环电路对于实现高性能，高效的Ｄｃ—Ｄｃ变换器具有极其重要的意义。西南交通大学硕士研究生学位论文第４页１．３国内外研究现状电流反馈环路是电源管理芯片中最重要的模块之一，它不仅是电流模式控制的需要，同时也起到过流保护作用＂１。每个开关变换器中都有过流保护电路，保护系统在过流情况下不被损坏。而且，电感电流反应了系统工作状态的信息，电流控制模式正是利用这些信息来控制系统的工作。电流环路的主要部分——电流检测电路在高性能的ＤＣ－ＤＣ变换器中有着非，常广泛的应用，并且决定着ＤＣ－ＤＣ变换器性能的好坏。以目前开关变换器的技术发展水平来说，研究无耗，精确，快速，低噪声的电流检测电路是很有吸引力的。并且如果将电流检测电路集成在一块芯片上，就可以降低开关变换器的成本。但遗憾的是，目前没有任何一种电流检测技术能够同时满足以上要求，无耗的电流检测方法精度都不高，而精度高的电流检测方法又不是无耗的。电感的等效电阻方法似乎满足所有条件，但此方法不能集成在芯片中阳１。传统的串连电阻检测技术旧‘１¨精度很高，但由于电感电流很高，通常是几安培，因此即使是很小的电阻也会产生严重的功率损耗，降低ＤＣ—ＤＣ的效率。如果减小电阻，就会使电阻上的压降小于噪声和失调，造成检测误差。现在的便携式电子产品中的电源效率通常要求在９０％以上，显而易见，传统的串连电阻检测技术不适合用在高效的电源管理芯片中。目前也有一些无耗的电流检测技术，但他们的检测精度要比传统的串连电阻检测技术低的多。这类技术包括尺ｎ。技术ｎ羽，ＳＥＮＳＥＦＥＴ技术ｎ３。２１１和电感等效串联电阻检测技术（ＤＣＲ）陋２４１。尺ｎ。技术理论上很完美，它没有引入任何额外的功率损耗，不会影响芯片的效率，但是这种技术存在致命的缺点，检测精度太低。ＳＥＮＳＥＦＥＴ需要一个镜像的晶体管以使流过它的电流与功率管电流成比例，这种技术的检测精度主要依赖于电流镜的匹配程度，失配和工艺的漂移将使得它的误差达到±２０％。这种技术只有当功率管集成在芯片内部时，或者当ＭＯＳＦＥＴ特别匹配时才能适用。电感等效串连电阻技术对噪声不敏感，因此适合用于高频开关变换器，然而，它的检测精度依赖于电感和滤波器的匹配程度，即使电感值已知，并且与滤波器匹配，器件的容差和工作点的变化也会引起±２８％的误差，这将导致检测精度的降低。另外，电流模式控制虽具有很多电压模式控制无法比拟的优点，但也存在一个明显的缺点，即占空比大于５０％时的开环不稳定性。因此需要斜坡补偿电路进西南交通大学硕士研究生学位论文第５页行补偿，以稳定电流环。目前广泛应用的斜坡补偿技术是一次补偿，即固定斜率的斜坡补偿，这种技术保证了最坏情况下系统的稳定性，但在其他情况下造成了过补偿，使得系统输出电流减小，降低了带负载的能力，特别是在轻载状态，电流模式控制会转变为电压模式控制，丧失了电流模式控制的优点，降低了系统的瞬态响应速度。针对目前电流环电路所存在的问题，本文的主要研究目标是设计一个用于ＢＵＣＫ型ＤＣ－ＤＣ变换器的，单片集成，低功耗，能够连续，即时，精确地检测电感电流，并能够产生自适应斜坡补偿信号的电流环电路。这个电路基于０．６ｕｍＣＭＯＳ工艺实现，并且电路必须在宽范围的工艺，温度，电源电压波动下，仍能精确检测电感电流和产生自适应斜坡补偿信号，电路须满足的技术指标如表１．１所示。表１－１电流环电路需满足的指标指标温度范围输入电压范围电感电流范围开关工作频率检测电流与电感电流比例检测精度斜坡补偿斜率目标－４０℃～８５℃２．７Ｖ～５．５Ｖ０Ａ～３Ａ锂离子电池供电范围可驱动手机／ＰＤＡ／ＬＥＤ备注１删Ｚ８３．３ｕＩｓ／．．，Ｌ９５％以上自适应在芯片输入电压２．７Ｖ～５．５Ｖ，输出电压０．８Ｖ＂－ＶＩＮ范围内１．４本论文的主要工作本论文将电流模式控制的ＤＣ－ＤＣ变换器中的电流环电路作为主要研究内容，大量阅读并学习国内外学界和业界的相关文献，对电流环电路进行了深入的研究，通过对国内外现有的各种电流检测电路和斜坡补偿电路的特点及性能的比较，以电路结构简单易于集成为首要原则，对精度和功耗进行折衷，结合设计目标，综合了几种电路的优点设计出了一款高性能的电流检测电路和自适应斜西南交通大学硕士研究生学位论文第６页坡补偿电路，电路基于０．６ｕｍＣＭＯＳ工艺实现，通过ＨＳＰＩＣＥ仿真验证，电路能够应用于较大负载电流的ＢＵＣＫ型ＤＣ—ＤＣ变换器中，性能表现优异，完全达到了设计指标的要求。论文的主要工作如下：１．了解了开关电源的基本知识，发展趋势和市场前景，系统学习了ＤＣ—ＤＣ变换器的工作原理和几种控制方案，为电流环的设计奠定基础。２．通过大量阅读相关文献，总结了常见的几种电流检测技术的基本原理，并对每种技术进行分析，对比其优势和不足。３．在对几种电流检测技术对比的基础上，根据电流模式控制的系统需求，结合设计目标，综合了几种电流检测技术的优点，设计出了适用于大电流ＢＵＣＫ型ＤＣ－ＤＣ的高性能电流检测电路。４．分析了电流模式控制的ＤＣ－ＤＣ变换器在占空比大于５０％时产生不稳定性的原因，以及采用传统固定斜率斜坡补偿技术的缺点，设计了一种自适应斜坡补偿电路，解决了固定斜率斜坡补偿技术所带来的过补偿问题。５．采用０．６ｕｍＣＭＯＳ工艺，对所设计的电流环电路进行仿真，调试电路参数以使电路达到设计指标要求，确定电路的最佳参数。对电路进行容差分析，保证电路在所有Ｐ．Ｖ．Ｔ．（ｐ－工艺；Ｖ一电源电压；Ｔ一温度）条件下均能正常工作。利用ＨＳＰＩＣＥ进行仿真验证，结果证明本文设计的电流环电路能够精确检测电感电流，并且产生自适应的斜坡补偿信号，使系统稳定工作。西南交通大学硕士研究生学位论文第７页第二章ＤＣ－ＤＣ变换器的理论基础ＤＣ—ＤＣ变换器可分为隔离式和非隔离式，非隔离式一般有ＢＵＣＫ（降压型），ＢＯＯＳＴ（升压型），ＢＵＣＫ－ＢＯＯＳＴ（升降压型）和ＣＵＫ（极性反转型）几种拓扑结构。目前的电子产品，如电脑、液晶电视、液晶显示器等电子设备，都是由ＡＣ／ＤＣ转换器将６０Ｈｚ的交流高压市电转换为稳定的低压直流电源，如１２Ｖ或５Ｖ电源，而电子设备通常需要多组更低的直流电压，如０．９Ｖ、１．２Ｖ、１．８Ｖ、３．３Ｖ等。ＢＵＣＫ型变换器的输出电压低于输入电压，且结构简单，成本低，稳定可靠，被广泛应用于电子系统中，以提供稳定的低压电源。本文所设计的电流环电路正是基于ＢＵＣＫ型ＤＣ—ＤＣ变换器的，因此本章主要介绍ＢＵＣＫ型ＤＣ－ＤＣ变换器的基本原理及控制方案，作为研究的理论基础。２．１ＢＵＣＫ型ＤＣ－ＤＣ变换器基本原理图２－１为一个ＢＵＣＫ型ＤＣ－ＤＣ变换器功率级的拓扑结构嘶１，为简化分析，图中用理想开关代替功率管和续流管。根据电感电流导通的情况可以分为两种工作模式：连续导通模式（ＣＣＭ）和不连续导通模式（ＤＣＭ）。连续导通模式也称为重负载模式，不连续导通模式也称为轻负载模式。对ＢＵＣＫ型ＤＣ—ＤＣ变换器而言，一般工作在连续导通模式方可获得较好的输出性能。ｖｇ图２－１ＢＵＣＫ型拓扑结构（１）连续导通模式（ＣＣＭ）图２－１中，当开关切换到位置ｌ和２时，其等效电路分别表示为图２—２（ａ）和（ｂ）。开关切换到位置ｌ的时间为０＜ｆ＜Ｄ疋，疋为一个开关周期，图２—２（ａ）中，电源电压屹通过电感Ｌ、电容ｃ和负载Ｒ形成回路，电感电流ｆＬ（ｆ）从最小值开始线性增加，经过Ｄ疋时间，电感电流ｆ：（ｆ）达到最大值。在图２—２（ａ）中，电感两端的电压可以表示为西南交通大学硕士研究生学位论文第８页（２－１）ｖ工（ｆ）＝圪一矿电感电流与电感两端电压的关系可表示为型：盟：芏兰出ＬＬＬ＋（２—２）ＶｇＶ（ｆ）Ｖｇ卜ｖ”Ｉ”（ｔｊ。＝：｝＝ｉｃ（ｔｉＬ（ｔ）ＣＲ｛宁ｉ（ｂ）开关位置为２（２—３）（２—４）ｌ‘。’。）。。：：—）（ａ）开关位置为１图２－２ＢＵＣＫ型ＤＣ－ＤＣ变换器连续导通模式等效电路当开关切换到位置２时，ｔ（ｆ）不能突变，存储在电感Ｌ中的能量通过电容ｃ，负载Ｒ回路释放，回路电流ｔ（ｆ）从峰值开始线性减少，再经过（１一Ｄ）菇时间，开关又一次切换到位置ｌ，此时ｔ（ｆ）减小到最小值，同理，在图２－２（ｂ）中有叱（ｔ）＝一Ｖ堕盟：一旦咏。芦肾ｌｔ（ｏ）０Ｄ五五ｔ图２－３电感电压和电感电流的波形由以上分析可知电感两端的电压和电感电流的波形如图２－３所示。从中可以看出，电感电流存在纹波，利用电感电流的上升斜率和下降斜率，可以得到西南交通大学硕士研究生学位论文电流的纹波如下：第９页垃，：型Ｄ疋“。（２—５）２Ｌ对于给定的电流纹波要求，可以根据上式确定电感值Ｌ：型Ｄ疋＝ｊＬＤ疋。（２—６）（一）２ＡｉＬ根据电感的伏秒法则，稳态时，在一个周期内的电感电压对时间的积分等于零，即电感电流在ｏｒｓ内的增量与在（１一Ｄ）不内的减量数值恰好相等，．－ｊ－得—ＶｇＦ－Ｖ．Ｄ五：了Ｖ．（１一Ｄ）Ｂ（２－７）三。三、７。则可推出：Ｖ＝Ｄ圪（２－８）由上式不难看出输出电压为占空比与输入电压的乘积，由于占空比Ｄ＜Ｉ，所以输出电压一定低于输入电压，这也正是称这种拓扑结构为ＢＵＣＫ型的原因。从图２—３可以看出，电感电流是在直流电流Ｉ的基础上叠加了一个交流分量，这个交流分量流经电容Ｃ，造成输出电压纹波，如图２—４所示。Ｖｃ（ｔ）ｙ图２－４输出电容电流和电压波形流经电容的电流芒（ｆ）＝ｔ（ｔ）－Ｉ，由这个电流产生的纹波电压为：加＝去肛∽・也＝去（三×挑×≥）＝等五将式（２－５）和（２－８）代入上式可得：ｃ２删西南交通大学硕士研究生学位论文第１０页Ａｖ＝＝ＶｇＤ（１－Ｄ）Ｔｓ２１６ＬＣ（２－１０）同样，对于给定的纹波电压的要求，可根据上式选择电容。（２）不连续导通模式（ＤＣＭ）在图２－３中，电感电流的直流分量Ｉ就是流过负载Ｒ的电流，所以，：旦Ｒ（２－１１）由式（２－５）和式（２—８）可以得Ｎ－‘△ｆ，：型Ｄ疋：—ＶｇＤ（１—－Ｄ）Ｔｓ２Ｌ。（２－１２）２Ｌ卜Ｄｌ瓦—专Ｄ２弓÷－Ｄ３五ｌ图２—５不连续导通模式电感电流波形根据式（２－１１）和式（２－１２）可知，电感电流的直流分量工与负载Ｒ有关，而纹波电流＆，与负载Ｒ无关。若负载Ｒ持续增加，则输出电流Ｉ将会持续减小。当Ｉ小于越，时，ＢＵＣＫ型ＤＣ－ＤＣ变换器将工作在不连续导通模式，其电感电流的波形如图２－５所示，所以有：Ｉ＞出ＬＩ＜ＡｉＬＣｃＭ（２－１３）ＤＣＭ将式（２－１１）和式（２－１２）代入到式（２—１３），可以得到：舣ｆ掣ｃ例（２－１４）Ｒ＞ｆ（Ｄ）ＤＣＭ其中ｆ（。）２丽２Ｌ。西南交通大学硕士研究生学位论文第１１页不连续导通模式的工作过程如下：在０＜ｆ＜Ｄ１五时间内，开关位于位置ｌ，由于输入电压圪大于输出电压矿，故电感电流线性增加，电感存储的能量也增加。经过Ｄ１疋时间后，开关切换到位置２，电感电流线性减小，电感中存储的能量向电容Ｃ和负载Ｒ释放，经过（Ｄ１＋Ｄ２）乃时间后，两个开关均断开，电感电流下降到零，并在Ｄ３ｒｓ时ｆＢ－］内一直保持为零，此时电感中没有存储能量，完全靠电容Ｃ对负载放电维持输出电压，直到一个开关周期疋结束。当０＜ｆ＜日疋时，开关位于位置１，ＢＵＣＫ型ＤＣ—ＤＣ变换器的等效电路如图２－２（ａ）所示，电感两端的电压与流过电容的电流分别为：屹（ｆ）＝匕一Ｖｆｃｏ）：ｔ（ｆ）一善‘２—１５’当Ｄ，ｒｓ＜ｆ＜（Ｄｌ＋Ｄ２）瓦时，开关位于位置２，等效电路如图２－２（ｂ）所示，电感两端的电压与流过电容的电流分别为：屹（ｆ）＝一Ｖ、ｉＣ（ｆ）：ｔ（ｆ）一ｉＶ（２－１６）屯（ｆ）ＬＶｇ图２－６两个开关均断开的等效电路当（日＋Ｄ２）毛＜ｒ＜ｒｓ时，两个开关都关断，等效电路如图２－６所示，电感两端的电压与流过电容的电流分别为：屹（ｆ）＝ｏｆｃ（ｒ）＝一簧所示。根据电感的伏秒法则，可以得到：（２－１７）根据式（２—１５），式（２—１６）和式（２—１７），可知电感两端的电压如图２—７西南交通大学硕士研究生学位论文第１２页（２—１８）Ｄ１・（乓一ｙ）＋砬・（－Ｖ）＋Ｄ３・０＝０由上式可得输出电压为：肚ｖｇＤ１Ｄ＋，瓦■／１（２－１９）Ｔ．‘—，’图２－７不连续导通模式电感电压波形输出电流等于电感电流的平均值，根据图２－５，可得输出电流为：，：ｉＶ：等（Ｄｌ＋Ｄ２）（乓一ｙ）Ｒ２三、１纠＼８７（２－２０）将式（２—１９）代入到式（２－２０），可以得到＝ｙ一％意Ｄ尺＜ｆＲ＞ｆ（２－２１）其中Ｋ＝２Ｌ／ＲＴｓ。所以，根据式（２—８）和式（２—２１），ＢＵＣＫ型Ｄｃ—Ｄｃ变换器的输出电压与输入电压的比值在连续导通模式和不连续导通模式分别为：肚ｔ辔２．２（２—２２）ＤＣ－ＤＣ变换器的控制方案２．２．１迟滞模式控制迟滞模式是直接根据输出电压和电感电流来控制功率管的导通和关断，一个典型的迟滞模式控制如图２—８所示。图中的功率级拓扑是一个ＢＵＣＫ型结构，控制部分包括电阻反馈网络Ｒ１和Ｒ２，两个基准电压％。和％：，两个比较器，一西南交通大学硕士研究生学位论文个电流检测电路以及一个ＲＳ触发器。第１３页图２－８迟滞模式控制原理图图２—８中，功率管的导通由比较器ＣＭＰＩ决定，截止由比较器ＣＭＰ２决定。电阻反馈网络Ｒ１和Ｒ２对输出电压进行分压，得到反馈电压ｂＴｏ，当ｂＴｏ＜Ｋ，时，比较器ＣＭＰｌ输出高电平，使触发器置位，功率管导通，此时电感电流线性增加，当电流检测电路的输出电压大于基准电压圪：时，比较器ＣＭＰ２输出高电平，使触发器复位，功率管截止，如此往复，重复下一个开关周期。在一些应用场合中，例如通信系统中，应该避免一定频带内的噪声。而迟滞模式控制的ＤＣ—ＤＣ变换器的开关频率是随负载的变化而变化的，输出电压的频率也随负载而变化，同样，输出电压的噪声频率也在变化。对于这样的结构，要避免某一限定的频带变得非常困难。因此，许多应用系统都采用开关频率固定的控制方式，此类控制方式称为脉冲宽度调制（Ｐ１ｊ｜『Ｍ：ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ），其开关频率保持不变，而改变占空比。迟滞模式控制也可称为脉冲频率调制（ＰＦＭ：ＰｕｌｓｅＦｒｅｑｕｅｎｃｙＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）啪。。ＰＦＭ模式一般应用于轻载情况，因为它能够有效控制脉冲频率，在负载电流较小时，开关频率可以减小，降低开关损耗，提高效率。通常在一个ＤＣ—ＤＣ控制系统中，存在多个控制模式，ＰＷＭ和ＰＦＭ可以结合起来，重载时采用ＰＷＭ控制，轻载时采用ＰＦＭ控制，能够有效提高芯片的转换效率。西南交通大学硕士研究生学位论文第１４页２．２．２电压模式控制电压模式控制的电路结构如图２－９所示，只有一个反馈环路，只对输出电压采样，经过电阻反馈网络得到反馈电压‰，与基准电压％ＥＦ比较，经由误差放大器得到误差信号圪，再与振荡器输出的锯齿波％。仰比较，输出脉冲控制信号，控制功率管和续流管的导通和关断。当输出电压较低时，功率管的导通时间较长，使输出电压升高。电压模式控制的优点是抗噪声干扰能力强，反馈环路简单。缺点是对输入电压的变化动态响应较慢，输出ＬＣ滤波器给系统增加了双极点，在设计误差放大器的补偿网络时，需要将主极点降低，或增加一个零点进行补偿。此外，环路增益随输入电压变化，使补偿网络的设计更为困难。图２—９电压模式控制原理图２．２．３电流模式控制电流模式控制的电路结构如图２－ｉ０所示，采用两个反馈环路来控制功率管和续流管的导通和关断，其在电压模式控制的基础上增加了电流反馈环路，在图中以粗实线和阴影部分表示，也即本文的主要工作——电流环电路的设计。电流检测电路检测电感电流的大小，并与输出电压共同决定功率管的导通时间。反馈电压％与基准电压％ｇＦ比较，经由误差放大器得到误差信号％，误差信号圪并不直接用于控制功率管的导通和关断，而是用来限定电感电流峰值的大小。功率管的导通由振荡器的时钟信号决定，而功率管的关断则由误差信号圪和电流环的反馈信号决定。电流检测电路的输出与斜坡补偿电路的输出相叠加，得西南交通大学硕士研究生学位论文第１５页到电流环反馈信号匕肋，当匕ＤＤ大于误差信号％时，ＰＷＭ比较器翻转，再经过逻辑控制电路和驱动电路，控制功率管关断，续流管导通，直到下一个时钟脉冲到来，使功率管导通，续流管关断。图２－１０电流模式控制原理图电流模式与电压模式控制相比具有以下优点：１．自动过流保护电流模式控制能够逐周期的检测电感电流，并对电感电流自动限流。电感电流的峰值由误差信号确定，能够准确的限制电感电流和功率管的电流。２．瞬态响应速度快，调节性能好当电源或负载发生变化时，能够迅速反应并调整。如果输入电压升高，则电感电流增加，对电流模式控制而言，只要电流环反馈信号‰达到％，比较器便翻转关断功率管，改变占空比，并保证输出电压的稳定，不必等到输出电压改变才进行调整。而电压模式控制对电感电流的变化没有直接的反应，一直要等到输出电压发生变化后才能够调节占空比，同时由于ＬＣ滤波电路的滞后，调节需要几个周期后才能改变，响应速度慢很多，输出电压的稳定性受到影响［２ｒ－ｍｌ３．简化反馈环路设计电流模式控制的输出电压随着被调制的电流脉冲改变，所以，在ＬＣ滤波器西南交通大学硕士研究生学位论文第１６页的输入端，其平均波形是横流而非恒压的正弦波。虽然输出电感和输出电容串联，但变换器的输出端，增益和相位由输出电容和负载决定，输出电感可视为一个由电压控制的恒流源啪１。在对电流模式控制的功率级做小信号分析时，可以忽略电感的存在，简化反馈电路的设计。系统相当于一个单极点系统，误差放大器的补偿可使用较大的增益带宽，获得较好的负载调整率。４．多套系统并联时，易于均流多个电流模式电路可并联工作，且可均分负载电流。可通过在每个系统中设置相同的电流检测跨阻增益实现。电流模式控制的主要缺点是：占空比大于５０％时系统不稳定，会产生次谐波振荡呤１。３羽，存在难以校正的峰值电流与平均电流误差。２．３电流环电路在ＤＯ－ＤＯ变换器中的作用ｌ保护几乎所有的开关电源中都有过流保护电路，以保护系统在过流情况下不会被损坏。开关电源通常是给昂贵的芯片供电，如数字信号处理芯片（ＤＳＰ），因此就要求电源管理芯片具有过流保护功能，保护昂贵的负载，在某些情况下甚至可以损坏电源管理芯片，也必须保证负载的安全。通常，过流保护对电流检测的精度要求不高。２控制基本的ＤＣ—ＤＣ变换器拓扑比较简单，只由几个功率器件构成ｂ３１。实际上，必须有一个反馈控制电路，在负载和电源电压变化时，调整占空比，从而调整输出电压。电感电流包含了系统工作状态的丰富信息，电流控制模式正是利用这些信息来控制系统的工作ｍ≈５１。３多模式ＤＣ－ＤＣ．这种变换器根据负载电流的变化而改变工作模式，使电路最优化来提高电源效率，同时使ＤＣ－ＤＣ变换器具有更好的性能。轻载时，功耗主要表现为开关损耗，可以通过减小开关频率来提高效率；重载时，导通损耗是主要的，可以采用适合的控制技术来提高性能。文献［３６］指出不同的控制方式存在不同的最高效率点，可根据负载电流来选择合适的控制策略。４电感倍增器西南交通大学硕士研究生学位论文第１７页ＤＣ—ＤＣ变换器不能全部集成，主要的困难就是电感和电容的体积大，文献［３７］提出了电感倍增技术，可以解决这个问题。这个技术通过在电感周围放置有源电路来增加电感值，同样需要精确，连续的检测电感电流。５单电感多输出变换器（ＳＩＭＯ）ＤＣ—ＤＣ变换器中，电感通常是比较昂贵的，如果一个系统需要Ｎ个输出电压，一种最直接的实现方法就是采用Ｎ个ＤＣ—ＤＣ变换器，这将需要Ｎ个电感和２Ｎ个功率开关管。为了降低成本，重量和体积，单电感多输出技术应运而生‘鹪。４２１，这种技术同样依赖于精确的电流检测技术。不同应用对电流环的电流检测精度要求也不尽相同，如表２—１所示。对于开关变换器控制的应用，电流检测必须是高精度的，因为电感电流微小的变化都用来控制功率管的工作。如果用于过流保护，则不需要太高的检测精度。另外，多模式应用时，不准确的电流检测会使控制方案不在最优点改变，降低多模式工作的ＤＣ－ＤＣ变换器的性能。表２—１不同应用对电感电流的需求应用保护控制多模式ＤＣ—ＤＣ电感倍增器ＳＩＭＯ是否需要精确的电感电流否是是是是西南交通大学硕士研究生学位论文第１８页第三章电流环电路的研究与设计通过前面对几种控制方案的分析，电流模式控制具有电压模式控制无可比拟的优点，本文的主要工作是基于电流模式控制的ＢＵＣＫ型ＤＣ－ＤＣ变换器中的电流环电路的设计。本章主要阐述电流环电路的设计原理，包括偏置电路，电流检测电路和斜坡补偿电路。３．１偏置电路的设计偏置是系统中所有电路正常工作的基础，为各个子电路提供偏置电流和电压，偏置的好坏很大程度上关系着电路性能的好坏。通常好的偏置电路要求为其他电路提供不随电源电压，工艺以及温度变化的偏置电流，但这通常很难同时满足，只能寻求更好的折衷。本文设计的偏置电路的基础是自偏置结构的Ｗｉｄｌａｒ电流源，并在此基础上进行了一定的改进，增加了一个负反馈环路，以使偏置电流更加稳定，传统的Ｗｉｄｌａｒ电流源如图３－ｉ所示。ＶＤＤ～Ｍ３』一Ｍ４１１．－Ｌ。广ｎ＿ＪＪＭｌ一Ｍ２ｌＬ．图３－１Ｗｉｄｌａｒ电流源所有管子均工作在饱和区，忽略体效应，由‰。＝‰：＋厶尺可得：＋以＝＋巧＋厶尺（３—１）其中以为ＮＭＯＳ管的电子迁移率，乞为单位面积栅氧化层的电容。由于Ｍ３和西南交通大学硕士研究生学位论文Ｍ４有相同尺寸，构成镜像电流源，则‘＝厶，代入上式可得：第１９页Ｊ＝‘＝１２＝厕２可１（－一去）２Ｉ讳。净２）根据上式可知偏置电流的温度系数为：ｒｃ，＝潞１＝一瓦１亟一页２・竺＝一ＴＣｕ．－２ＴＣＲ（３－ｄＴｄＴ３）ＲｄＴ由式（３－２）’可知，偏置电流与电源电压无关，主要受工艺和温度波动的影响。工艺波动的影响来源于电阻Ｒ，在饱和区，偏置电流Ｉ与电阻Ｒ的平方反比，所以如果电阻随工艺的漂移大，将会对偏置电流Ｉ造成很大的影响。在０．６ｕｍＣＭＯＳ工艺中Ｈｉｇｈ－Ｒｐｏｌｙ２电阻随工艺的漂移为±２５％，显然不能满足要求，如果采用微调技术，就可以使电阻更加精确Ｈ３叫１，解决工艺波动的影响。由式（３—３）可见，温度的影响主要来源于以和电阻Ｒ。以的温度系数是由工艺决定的，设计者不能改变，能够通过电路设计改变的只有电阻Ｒ的温度系数，可以采用两个温度系数相反的电阻串联代替电阻Ｒ，并通过设置两个电阻的比值，改善偏置电流的温度系数。Ｍ３和Ｍ４构成电流镜，为了获得良好的输出电流，以Ｍ３为例，考虑沟道调制效应，根据ＩＩ－＂ｊ１作％（譬＿），（‰一Ｉ％Ｉ）２（１＋旯‰）以及旯ＯＣ（３—４）１／Ｌ，可以得到：盟芘互芘一１ａｙｓＤＬ（３—５）０由上式可知Ｌ越大，电流越稳定，如图３—２所示。图３－２沟道长度对漏极电流的影响西南交通大学硕士研究生学位论文根据式（３－４）可得过驱动电压为：第２０页‰＝Ｖｓｏ—Ｉ‰Ｉ２乏乞‘参＠。６’虽然Ｌ越大，沟道调制效应越小，电流越稳定，但由式（３－６）可以看出，当输出电流一定时，为保证过驱动电压不变，需要按比例增大ｗ。基于以上分析，完整的偏置电路如图３—３所示。针对工艺影响，采用电阻微调技术可以得到有效的改善。针对温度影响采用Ｎ－ＷＥＬＬ电阻和Ｈｉｇｈ－Ｒ电阻的正负温度系数相结合的方式可以改善温度系数，以达到要求。ｐｏｌｙ２‰图３－３完整的偏置电路由于Ｗｉｄｌａｒ电流源存在两个工作点，一个是零电流工作点，一个是我们需要的工作点，为了避免零电流，还需要一个启动电路，图中Ｍ８，Ｍ９以及电容Ｃ１和Ｃ２构成启动电路，启动过程如下：当电源上电时，由于电容两端电压不能突变，Ｍ８的栅极电位为高，Ｍ８截止；Ｍ９的栅极电位为低，Ｍ９导通，使得有电流流过Ｍ１。当电流大于零时，Ｍ８导通，使Ｍ９的栅极电位被拉高，Ｍ９截止，关断启动电路，Ｗｉｄｌａｒ电流源电路开始正常工作。图中Ｍ５的漏极接到Ｍ２的源极，使得Ｍ５、Ｍ２以及Ｍ４这三个管子构成负反馈，能更好的稳定Ｍ４的栅极电压。当Ｍ４和Ｍ５的栅极电压有一个小的正向波动，使得流过Ｍ５的电流减小，从而使流过Ｒｌ和Ｒ２的电流减小，Ｍ２的源极电压下降，西南交通大学硕士研究生学位论文第２１页这导致流过Ｍ２的电流增大，即流过Ｍ４的电流增大，使Ｍ４和Ｍ５的栅极电压降低，构成负反馈。３．２电流检测电路的设计３．２．１常见的电流检测技术在前面提到的应用中，都需要检测电感电流，在一些情况下，只需要检测一个开关周期特殊部分的电感电流，例如功率管导通时，电感电流的上升阶段。因此根据不同的应用，可以选择检测电感电流，高端功率管电流，低端功率管电流，输出电容电流，即电感的纹波电流，或负载电流。目前在ＤＣ－ＤＣ变换器中有几种电流检测技术被广泛采用，但是它们都存在着明显的缺陷。１串联电阻检测图３－４中，在需要检测的电流通路上串联一个检测电阻，这个电阻可以与电感串联，与功率管串联，也可与负载串联，对于给定的电阻值，电流在电阻上产生压降，再通过运算放大器检测电阻上的压降来实现对功率管或电感电流的检测。ＶＰ＋ＶＮ●Ｉ，删ｖｏ图３—４串联电阻检测如果电阻串联在输入电源一侧，运算放大器的共模输入不会有太大的变化。但如果电阻串联在开关一侧，运算放大器的共模输入将会在电源电压和低于地的一个负电压之间变化，这将给运算放大器的设计带来一定难度。此外，由于电感电流很高，通常是几安培，因此即使是很小的电阻也会产生严重的功率损耗，降低ＤＣ—ＤＣ的效率。在要求低压大电流的应用场合，它的缺点显得越发严西南交通大学硕士研究生学位论文第２２页重。由此可见，一个无耗的电流检测电路能够大大提高ＤＣ—ＤＣ的效率。但电阻检测技术的精度是较高的，所以在小电流和不强调效率的情况下，被广泛应用。２Ｒｎ。技术ＤＣ—ＤＣ变换器的功率管作为开关，工作在线性区，可等效为一个电阻。ＭＯＳＦＥＴ工作在线性区时的电流为ｉＤ－譬．ｗ．［２（Ｖｏｓ一巧ｋ一‰２】ＭＯＳＦＥＴ用作开关使用时，漏源电压很小‰＜＜圪ｓ一巧，故（３－７）如≈掣％一巧ｋ（３＿８）则ＭＯＳＦＥＴ工作在线性区时的等效电阻为酝２丽翻＠啕’其中：∥为沟道电子迁移率，巳为单位面积的栅电容，巧为ＭＯＳＦＥＴ的阈值电压，ｗ和Ｌ分别是功率管的栅宽和栅长。如图３—５所示，已知ＭＯＳＦＥＴ的等效电阻，根据欧姆定律，当电流流过功率管时，功率管漏源两端有电压差，通过检测功率管漏源之间的电压即可实现对功率管或电感电流的检测。●…－——————一。．平・—ｒ—＋屯１．＋ｌ＜ＭＮＣ士Ｒ：●ＩｋｖＤ１图３－５尺脚检测技术这种技术的优点是没有引入任何额外的功率损耗，不会影响芯片的效率，因而很实用，缺点是由于功率管的尺舾随温度成指数规律变化（２７ｏｃ，－－．１００。Ｃ其变化量为３５％）ｍ１而使得检测精度太低，其误差在一５０％～＋１００％。但是因为该电西南交通大学硕士研究生学位论文第２３页流检测电路简单，而且没有任何额外的功率损耗，因此电路效率较高，这种方法在业界还是得到了广泛应用，可以用在对电流检测精度要求不高的情况下，如ＤＣ－ＤＣ变换器的过流保护。３ＳＥＮＳＥＦＥＴ技术ＳＭ图３－ＧＳＥＮＳＥＦＥＴ技术这种电流检测技术在实际的工程中应用较为普遍，图３－６在功率管仲两端并联一个电流检测管ＭＳ（ＳＥＮＳＥＦＥＴ），功率管肝的宽长比是检测管ＭＳ的Ｎ倍（通常Ｎ＞１０００），在节点Ｓ和Ｍ的电位相等的情况下，流过检测管ＭＳ的电流蠢是功率管ＭＰ电流ｆ仰的１／Ｎ。由于Ｎ很大，检测管ＭＳ所带来的额外的功率损耗很小，基本可认为是无耗的检测技术。４。ＳＥＮＳＥＦＥＴ和电阻检测结合＋●ｌｋｖｏ图３－７ＳＥＮＳＥＦＥＴ和检测电阻相结合在新型的功率ＭＯＳＦＥＴ应用电路中，ＳＥＮＳＥＦＥＴ检测技术和电阻检测技术相结合ｎ３吨¨，如图３—７所示，这种检测技术是上一种的改进形式，电路中检Ｎｄ，电阻匙的阻值相对来说比检测管Ｍｓ的尺粥要精确很多，其检测精度－Ｅ相ｘ寸来说要高一些，而且无需专门电路来保证功率ＦＥＴ和检测ＦＥＴ漏端的电压相等，降低了西南交通大学硕士研究生学位论文第２４页设计难度。但其代价就是检测小电阻带来了额外的功率损耗，但这种功率损耗比第一种检测技术要小很多。这种技术的缺点是：ＭＳ和艘的％。电压不相等，由于沟道调制效应，去与ｆ．护之比并不严格等于１／Ｎ，这就使得电流检测出现误差，但这个偏差相对来说是很小的，在工程中Ｎ应尽可能的大，尺。应尽可能的小。在高效，低压输出，大负载应用环境中，就可以采用这种检测技术ｍ１。一种改进的ＳＥＮＳＥＦＥＴ可以达到更高的检测精度，如图３－８所示。图中ＭＰ是功率开关管，ＭＳ是检测管，用一个运算放大器来强制功率管和检测管的漏极电压相等，可减小检测误差。这种方法的精度依赖于电流镜的匹配性能。随着功率管与检测管的沟道宽度之比的增加，两管的匹配程度降低，从而整个电路的检测精度也随之下降，失配和工艺将使得它的误差达到士２０％。因此，必须小心设计版图以使功率管和检测管匹配。另外，这种技术只有当功率管集成在芯片内部时才能适用。图３－８改进的ＳＥＮＳＥＦＥＴ技术５电感直流电阻检测（ＩｎｄｕｃｔｏｒＤＣＲ）如图３－９所示，采用一个ＲＣ低通滤波器滤除电感上的电压，检测电感和串联等效电阻Ｒ脚上的电流，放大器用来放大滤波电容上的电压。电感上的电压为：圪＝似艘＋止讥（３—１０）其中Ｌ为电感值，‰为电感的等效串联电阻，ｔ为电感电流。滤波电容Ｃ，西南交通大学硕士研究生学位论文上的电压为：第２５页％＝熹去＝１１＋ＲＥｓＲＲ＋州Ｌｓ］ＩＬｑ‰［锷等卜Ｒ文等卜其中吒＝纠尺腺，ｏ＝尺厂Ｃｉ，若使吒＝砟，则：？Ｒ／Ｃ，ｓ１１７尺，Ｃ，ｓ／Ｌ（３—１１）％＝Ｒ腺Ｊ￡（３－１２）ＶＰ＋ＶＮ。嘭图３－９ＩｎｄｕｃｔｏｒＤＣＲ检测技术由式（３－１２）可以看出，电容上的电压与电感电流，，成正比。要采用这种技术，必须事先知道电感Ｌ和尺册的值，并且必须选择合适的Ｒ，和Ｃ，，以保证ｆ，＝ｆＦ成立。因为要集成电容和电阻，对于集成电路来说，这种技术并不特别适用。但是相对于电阻和Ｒｎ。检测技术来说，这种技术的检测精度取决于电感的大小，通常比较高，但是电路相对要复杂的多。另外，还有一些电流检测技术例如变压器电流检测技术以及霍尔效应电流检测技术Ｈ７１，这些方案不适合集成在芯片内部，所以不属于研究的范围。综上，各种电流检测技术的特点总结于表３－１中。西南交通大学硕士研究生学位论文表３－１电流检测技术的比较第２６页＼＼方法丝彪＼．单片集成无耗精确低噪声检测直流纹波电流ＹＥＳＮＯＹＥＳＹＥＳＹＥＳＮＯＮＯＹＥＳＹＥＳＹＥＳＮＯＮＯＹＥＳ＼ＲＳＥＮ旺ＲＤＳＳＥＮＳＥＦＥＴＩｎｄｕｃｔｏｒＤＣＲＮＯＹＥＳＮＯＹＥＳＹＥＳ变压器检测ＮＯ１『ＥＳＮＯＹＥＳ霍尔效应检测ＮＯＹＥＳＮＯＹＥＳＹＥＳ不定ＹＥＳ只检测纹波电流３．２．２基本的镜像电流源镜像电流源是本文设计的高性能电流检测电路的基础，图３－１０所示的是ＮＭＯＳ结构镜像电流源电路。‰Ｍ图３－１０ＮＭＯＳ结构的镜像电流源图中Ｍ１为二极管连接形式，保证其工作在饱和区，假设Ｍ２同样工作在饱和区，那么厶：就受控于Ｖｏｓ：，由ＫＶＬ得出ＶＧｓ：＝Ｖｏｓ。。栅源电压由两部分构成：阈值电压巧和过驱动电压‰，则Ｍ２的‰：为吃２＝ＶＧｓ２一形＝（３－１３）西南交通大学硕士研究生学位论文第２７页其中ｋ’＝以巳由于ＶＧＳ：＝ｇＧＳ。，可得‰：＝＋形＝‰１＝＋形（３—１４）上式说明了Ｍ２的过载电压和Ｍｌ的过载电压相等，即ｋ：＝吃。＝％，如果管子是相同的，（叫￡）：＝（形／三）。，则有乇叮＝厶：＝厶，＝ｋ如果两个ＮＭＯＳ管不完全相同，则有（３—１５）因此，对于相同的两个ＮＭＯＳ管，都工作在饱和区，漏极电流增益为单位值。拓器ｋ器ｋ电流相同，则两管的源极电压也相同。。。旧２ｉｉ歹７ｚ了－。。ｌ２ｉｉ歹７ｚ了－。ＪⅣ仔㈣。Ｊ一１ｂ’因此设计两个管子的宽长比相等就可以得到单位电流增益，反过来如果两管的３．２．３高性能电流检测电路的设计通过前面对电流技术的分析和总结，可以发现任何一种技术都存在不足之处，无耗的电流检测技术精度低，而精度高的电流检测技术电路复杂，有额外功耗，一些技术还不适合于芯片集成，因此研究无耗，高精度且电路结构简单，易于集成的电流检测技术对于提高ＤＣ－ＤＣ变换器的性能具有重要意义。本文基于ＲＤ。无耗检测技术，同时结合ＳＥＮＳＥＦＥＴ检测的新技术，设计出一种高性能的电流检测电路，该电路通过检测功率管上的压降反应电感电流的变化，并且利用工作在线性区的ＰＭＯＳ管代替电阻，使输出检测电流与电感电流的比率几乎不受温度，工艺，电源电压等因素的影响。为了更好的阐述高性能电流检测电路的设计思路，首先对近年来出现的ＳＥＮＳＥＦＥＴ检测的新技术做一分析，同时也作为本文设计的电流检测电路的对比分析。ＳＥＮＳＥＦＥＴ技术是业界应用最为广泛的电流检测技术，传统的ＳＥＮＳＥＦＥＴ技术需要一个复杂的运算放大器来保证检测管和功率管的漏源电压相等，使其更好匹配，这样虽提高了电流检测的精度，但电路的设计更为复杂，而且由于使用运算放大器，电路的额外功耗会增加，降低ＤＣ—ＤＣ变换器的效率，这种方西南交通大学硕士研究生学位论文第２８页法以牺牲效率和芯片面积提高检测精度。近年来出现了一种不需要运算放大器的ＳＥＮＳＥＦＥＴ技术，如图３－１１所示，采用匹配的电流源和电流镜代替运算放大器，同样能够使检测管和功率管的漏源电压相等，电路结构简单，检测精度也较高，逐渐取代了基于运算放大器的ＳＥＮＳＥＦＥＴ技术，在业界被广泛应用。但这种技术也存在缺点，例如不能检测小于某一数值的电感电流。ＶＤＤ图３－１１基于匹配电流源的ＳＥＮＳＥＦＥＴ技术图中肝为功率管，ＭＳ为检测管，两管导通时均工作在线性区，可等效为一４－Ｅｇ阻，且㈣三）御：㈣工）墙＝Ｎ（Ｎ＞１０００）。Ｍ３和Ｍ６，Ｍ４和Ｍ６分别构成镜像电流源，且Ｍ３和Ｍ４的宽长比相同，则流过Ｍ３和Ｍ４的电流相等，均为偏置电流Ｌ，进而流过Ｍｌ，Ｍ２的电流也相同，由于Ｍ１和Ｍ２的栅极接在一起，且两管的宽长比相同，根据Ｌ：ｉ１∥巳孚（‰一巧）２（３—１７）可知Ｘ点和Ｙ点的电压相等，这就使得检测管Ｍｓ和功率管ＭＰ的漏极电压相等，仅仅使用４个ＭＯＳ管就实现了复杂运放才能实现的功能，使检测管ＭＳ和功率管ＭＰ匹配，同时由于（形肛）御：缈肛）胚＝Ｎ，则流过检测管ＭＳ的电流是流过功率管肝的电流的１／Ｎ，若考虑偏置电流的影响，则有：ｔ＋‘＝Ｎ（Ｉｓ＋‘）由上式可得：（３—１８）西南交通大学硕士研究生学位论文第２９页，。：生二！型二！也‘（３—１９）Ｎ从上式不难看出，ＳＥＮＳＥＦＥＴ技术不能检Ｎｄ，于（Ⅳ一１弛的电感电流，假设偏置电流为５ｕＡ，Ｎ为１００００，则电流检测电路不能检Ｎｄ，于５００ｍＡ的电感电流，若减小偏置电流，电流检测电路的速度又会降低，这是基于匹配电流镜和电流源的ＳＥＮＳＥＦＥＴ技术一个主要的缺点。ｇ。。（图３—１２ＮＭＯＳ管引入负反馈的小信号模型电流检测电路的检测精度依赖于环路增益，这点可以从电路的小信号特性中得到。图３－１１中由Ｎ／ＩＯＳ管Ｍ５引入负反馈，电路的小信号模型如图３—１２所示，对Ｂ点应用ＫＣＬ定律有：ｇｍｌ（～一屹）＝｝由上式可推出（３—２０）ｖ。：％—１＋ｇ—ｍｌｒ０３ｇ，”ｌｒ０３（３—２１）由于‰。名３＞＞１，上式可简化为：’，，≈％（３—２２）对Ｙ点应用ＫＣＬ可得：ｉＬ＋ｇｉｎｌ（巧一屹）＋去２。将式（３－２２）代入式（３－２３）可得：ｃ３哟，ｆ，＋』Ｌ：０‘‰（３－２４）对Ｓ点应用ＫＣＬ可得：‰（ｖ口一Ｋ）２意由于屹＝菇匙，代入上式有：（３－２５）匕：菇—ｌ＋ｇｍ—ｓＲｓ对于Ｘ点应用ＫＣＬ有：（３－２６）去螺：（匕一屹）＋‘＝ｏ将式（３－２４）代入上式可推得：（３－２７）匕％当幅ｚ‰㈨一。对于Ａ点应用ＫＣＬ可得：（３－２８）ｇⅢ２（匕一％）＝手将式（３—２４）和式（３—２６）代入Ｅ式可以推出：（３－２９）ｕ：—ｉｓ（１＋ｇ—．ｓＲｓ）一ｔ％（３－３０）ｇｍｓｇｍ２ｒ０４将式（３－２８）和式（３—３０）联立，并消除叱可以推导出输出检测电流冬与电感电流ｔ的关系为：＝．ｂ一．屯篮‰一＇±ｒ：：坠．上‰１＋土乙＆！墨翌：互！垒堕．一：．（３—３１）。～（１＋‰５Ｒｓ）（１＋ｇ肌２‰）互为环路增益，ｋ，‰分别为功率管肝，检测管ＭＳ的导通电阻，且Ｒ旧｜Ｒ憾＝～Ｎｏ（３—３２）由式（３—３１）可知，环路增益瓦越高，则‘肛＝１／Ⅳ越精确，即电流检测的精度越高，因此要提高电流检测精度就必须增大环路增益，而采用ＮＭＯＳ管Ｍ５西南交通大学硕士研究生学位论文第３１页引入负反馈的环路增益较小，而且会增大最小输入电压，不适合低压应用，如果将ＮＭＯＳ管Ｍ５换成ＰＭＯＳ管，环路增益将有所提高，如图３－１３所示。图３—１３ＰＭＯＳ管引入负反馈的ＳＥＮＳＥＦＥＴ技术对图３－１３所示电路进行小信号分析，同理可以推导出输出检测电流０与电感电流ｔ的关系为：生：堑．—‘驴两荒‰瓦ＮＭＯＳ管引入负反馈的电路低，更适合于低压应用。ｔ‰１＋土（３—３３）＠啾）比较式（３—３２）和式（３—３４），由于（吖三ｋ：㈣￡ｋ＝Ｎ，则％＜‰，并且通常情况下有‰＜Ｒｓ，因此可知乙＞乙，所以图３—１３与图３—１１的电路相比具有更高的电流检测精度。此外，ＰＭＯＳ管引入负反馈的电路，其输入电压比通过以上分析，为了提高电流检测精度就必须提高环路增益，本文设计的电流检测电路如图３—１４所示，为了便于理解，将ＢＵＣＫ型ＤＣ－ＤＣ变换器的功率级绘于图中，功率管ＭＰ，续流管心，电感Ｌ，电容Ｃ以及负载Ｒ谢构成了同步ＢＵＣＫ型ＤＣ—ＤＣ电路，‰和Ｋ分别是功率管心和仲的驱动信号，ＭＩ～Ｍ１０，以及瓜构成了电流检测电路。电路采用ＰＭＯＳ管引入负反馈，并在此基础上利用体偏置效应进一步增大环路增益，提高检测精度，同时采用尺ｎ。检测技术和电西南交通大学硕士研究生学位论文第３２页阻检测技术相结合，将电路中的电阻用工作在线性区的ＰＭＯＳ管代替，通过检测功率管的电压检测电感电流，解决了ＳＥＮＳＥＦＥＴ技术不能检测小－Ｙ＇（Ｎ－１）‘的电感电流的问题，以及传统‰技术检测精度低的问题。Ｍ图３－１４高性能电流检测电路原理图图中Ｍ１＂－－－＇Ｍ４均工作在线性区，用于代替电阻，Ｍ２的栅极与功率管肝的驱动信号相同，两管同时导通或截止，Ｍ２截止时，可以将Ｃ点与Ｓｗ点隔离，避免Ｃ点在功率管肝截止，续流管心导通时下降到负电压，以提高电路的响应速度。同时，根据前面的分析，电路采用ＰＭＯＳ管Ｍ９引入负反馈，增大环路增益，此外将Ｍ５的衬底接到Ｙ点，Ｍ６的衬底接到Ｘ点，通过引入体偏置效应进一步增大环路增益，提高电流检测的精度。Ｍ１，Ｍ２起Ｎ／ｒ）－，Ｔ，作用，两者尺寸相同，且（ｚｅ／ｚ）ＭＰ＝Ｍ缈肛Ｌｌ埘２，Ｍ３，Ｍ４尺寸也相同，且（叫￡Ｌ。Ｍ：＝Ｎ（Ｗ／Ｌ）．，朋。，由于Ｍ＞＞１，流过Ｍ１，Ｍ２的电流和流过功率管即的电流相比可以忽略不计，所以在功率管船导通期间，可认为』，≈，．护。图中Ｃ点电压为：圪＝‰一（‰一％）２‰一‰赢ｐ—１’—２‘３—３５）其中墨为Ｍ１的等效电阻，足为Ｍ２的等效电阻，％娟俨为功率管的导通压降。Ｘ西南交通大学硕士研究生学位论文点电压为：第３３页％＝圪ｍ一（厶＋厶）恐其中足为Ｍ３的等效电阻。图中Ｙ点电压为：巧＝圪一厶毛（３－３６）（３－３７）其中心为Ｍ４的等效电阻。由于％＝Ｋ，且‰御＝ｔ尺脚，式（３－３６）以及式（３－３７）可以推出：。结合式（３－３５），ｊ。：，，鳖土‘坞蜀＋恐（３－３８）根据工作在线性区ＰＭＯＳ管的等效电阻：‰５面万网Ｌ，（ｗ／ＬＬ。朋：＝Ｎ（Ｗ／Ｌ）．，埘。，‘３瑚’可知以及缈肛）脚＝Ｍ缈肛Ｌ。Ｍ：流Ｊ，的关系为：尺脚／Ｒｓ＝１／』唧，尾＝Ｒ：，代入式（３—３８）便可推出输出检测电流‘与电感电‘＝赤（３－４０）从上式可以看出，电路通过检测功率管肝上的电压来反映电感电流的变化，与传统的ＲＤ。检测技术相比，采用工作在线性区的ＰＭＯＳ管代替电阻，可以很大程度上降低温度，工艺波动对电流检测精度的影响。比较式（３－４０）和式（３—１９），可见式（３－４０）不存在偏置电流造成的检测误差，检测输出电流，。与电感电流，，的比率仅与ＭＯＳ管尺寸的比例／ｄ，Ｎ有关，能够精确检测电感电流。ＳＥＮＳＥＦＥＴ检测技术的检测精度会随着检测管和功率管之间的尺寸比例Ｎ的增大而降低，因为Ｎ越大，两管的匹配设计越困难，而式（３—４０）中，电感电流，，与输出检测电流，。的比率为２ＭＮ，如果想要达到同样的比率１００００，ＳＥＮＳＥＦＥＴ检测技术中的Ｎ必须为１００００，但本文设计的电流检测电路中的Ｍ可以设为１００，Ｎ设为５０，这样就能够降低匹配设计的难度，实现高精度的电流检测。由式（３－４０）可知，电流检测电路的跨阻增益为：Ｒ：垦：生Ｊ工（３—４１）２ＭＮ通过理论推导和仿真优化，最终取Ｍ＝６００，Ｎ＝１０，Ｒ。＝２．９Ｋ，则跨阻增益约西南交通大学硕士研究生学位论文第３４页为０．２４。另外，当前的集成电路设计的趋势是低压和低功耗，为了适应低压应用，由图３－１４可推导出电路的最小工作电压为：Ｋ如（ｍ岫＝Ｋ粥（＾ｆ７）＋Ｖｓｏ（＾，５）＋（厶＋厶）恐＜２（３—４２）可见电路的最小工作电压小于２Ｖ，完全满足输入电压范围２．７Ｖ一５．５Ｖ的要求。为了证明体偏置效应能够进一步提高环路增益，对电路进行小信号分析，小信号等效电路如图３－１５所示。图３—１４中，Ｍ１和Ｍ２串联再与功率管即并联，由于（ｗ／Ｌ）ＭＰ＝Ｍ（Ｗ／Ｌ）．。．Ｍ２，则流过Ｍ１和Ｍ２支路的电流ｔ＝ｉＬｌ２Ｍ，所以在小信号等效电路中，Ｍ２和功率管船没有在图中画出。‰。。ｈ一叱）ｇ。。ｈ一％图３－１５小信号模型对Ａ点应用ＫＣＬ定律有：ｇ。，（匕一心）＋岛。，（Ｖｘ—ｂ）＝ｖ口／饧，同理，对Ｂ点有：（３－４３）ｇ，。（ｖｙ－ｖ．）＋ｇ。。。（ｗ一叱）＝％／饧。对Ｘ点有：（３－４４）Ｋ／坞＋ｉｏ＋ｇｍ，（ｕ一屹）＋岛。，（匕一ｂ）＝ｏｇｏ＝岛，（匕一％）对Ｙ点有：（３－４５）（３－４６）（ｂ一屹）／危＋‰。（＿一Ｖ口）＋‰。（哆一Ｋ）＝ｏ（３－４７）（３－４８）％＝－＆Ｉｉ，＋ｇ。。（ｏ一屹）＋‰。。（ｖｙ－ｖ，）］西南交通大学硕士研究生学位论文第３５页根据式（３—４３）～式（３—４８），可推出输出电流‘与输入电流ｆｆ的关系为：詈』’士』。土（３－４９）Ｒ３‘１１＋一Ｎ１１＋一因为ｉｔ＝ｉＬ／２Ｍ，所以：卜蒜繁揣１＋一１丁生：ｊ一．上屯２ＭＮ（３—５０）．Ｉ１＋ｇ。６【置＋心）ｊ（１＋ｇ朋９坞）净５。由上式不难看出环路增益Ｔ与电阻Ｒｓ无关，不会随Ｒｓ的变化而变化。电路采用ＰＭＯＳ引入负反馈，其环路增益比采用ＮＭＯＳ引入负反馈的电路大，同时比较式（３—５１）和式（３—３４），可见体偏置跨导ｇ卅。。进一步提高了环路增益，使得电路具有更高的电流检测精度。此外，电路只存在一个极点，位于Ｂ点，因此电路具有很好的稳定性，相对于基于运算放大器的ＳＥＮＳＥＦＥＴ技术，图３－１４所示的电流检测电路不需要频率补偿，进一步简化了电路的设计，更易于片上集成。３．３斜坡补偿电路的设计３．３．１电流环稳定性的分析峰值电流模式控制条件下，当占空比Ｄ大于５０％时，电流环不稳定，存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差，容易发生次谐波振荡。因此在峰值电流模式控制的ＤＣ－ＤＣ变换器系统中需要加入了斜坡补偿，从而消除电流环的开环不稳定性。当占空比大于５０％时，峰值电流模式的开环不稳定性现象如图３－１６（ｂ）所示，形是误差放大器产生的误差电压，实线波形为未加扰动的电感电流，虚西南交通大学硕士研究生学位论文第３６页流（ａ）占空比小于５０％ａｔｏ（ｂ）占空比大于５０％图３—１６不同占空比下的电流环稳定性线为叠加扰动的电感电流，Ⅳ。是扰动电流。对于ｂｕｃｋ型的ＤＣ—ＤＣ变换器来说，电感电流的上升斜率为（Ｖ／？／－ｖｏ）／Ｌ，以玛表示，下降斜率为一ｖｏ／Ｌ，以一％表示。由图３－１６可以看出，经过一个周期，由初始扰动电流世。引起的扰动她为：缸：“丝１（３—５２）。，，ｚ１．－ＴＤＡ推出经过ｎ个周期后，馘引起的电流误差鸲为：／、玎鸲＝“Ｉ丝ｌ（３－５３）＼％／根据上式可得出以下结论：当占空比Ｄ小于５０％时，由于ｍ２＜巩，电流误差周期性减小，Ⅳ。将逐渐趋于０，系统是稳定的，如图３—１６（ａ）所示；而当占空比Ｄ大于５０％时，由于％＞玛，电流误差周期性增大，虬将逐渐放大，导致系统不稳定，如图３－１６（ｂ）所示。所以峰值电流模式控制在占空比大于５０％时，经过一个周期会将扰动信号放大，从而造成系统不稳定。为了使占空比大于５０％时，系统仍能够稳定工作，引入斜率为一ｉｎ的斜坡补偿信号。该方法就是在控制电压形上叠加斜坡补偿信号形成新的控制电压输入到ＰＷＭ比较器一端，与ＰＷＭ比较器另一端的电流反馈电压比较。图３—１７是该种西南交通大学硕士研究生学位论文补偿方法的示意图。第３７页图３－１７增加斜坡补偿后的电感电流波形由图３—１７可以证明，经过一个周期，由Ⅳ。引起的电流误差Ⅳ。为：Ｍ＝虬×竺掣经过ｎ个周期后，由戗引起的电流误差世。为：７（３—５４）、一虬＝Ｍｏ×ｌｍ２ｍ一－－ｍ。ｊ为：＠＿５５）类似地，由上式可以推导出在占空比从０到１的范围内，使电流环稳定的条件—ｍ２－—ｍ＜１铂＋ｍ（３—５６）又因为：Ｄｘ％＝（１一Ｄ）ｘｍ２系统稳定的条件是：（３—５７）结合式（３—５６）和式（３—５７），则得到在控制电压Ｅ上叠加斜坡补偿电压后保证聊＞（・一去），，ｚ：（３－５８）也就是说，要保持系统始终稳定，必须在最坏情况下满足上式的要求，即占空比Ｄ＝Ｉ时，则需要使补偿斜率大于电感电流下降斜率的一半，即ｍ＞０．５ｍ，。实现斜坡补偿可以有两种方法“８３：一是在误差放大器输出电压处叠加一个负斜率的补偿信号，另一种是在电流检测电路的输出叠加一个正斜率的补偿信号，两者的作用结果是相同的，本文采用后者。２—３（西南交通大学硕士研究生学位论文第３８页３．３．２自适应斜坡补偿电路的设计通过前面对电流环路稳定性的分析可知，为解决电流环电路在占空比大于５０％时的开环不稳定性，必须引入斜坡补偿电路。且斜坡补偿的斜率必须满足式（３－５８）。传统固定斜率的斜坡补偿通常取占空比Ｄ＝ｌ时的斜率，即ｍ＞ｍ２／２，为保证所有情况下的稳定，工程上一般取０．７－０．８倍左右的电感电流的下降斜率，且下降斜率为最大输出电压时的斜率。采用固定斜率的斜坡补偿虽然保证了系统在所有占空比且在最大的ｍ，下（即最坏情况下）都能稳定工作，但这通常会导致斜坡补偿量过剩，严重影响开关电源的瞬态响应特性和峰值电感电流∞堋３，使得系统输出电流减小，降低了带负载的能力。特别是轻载状态，过量的补偿还可能导致峰值电流模式控制转变为电压模式控制，丧失了电流模式控制的优点，降低了系统的瞬态响应速度，这不是所期望的。为解决这个问题，本文设计了一种自适应的斜坡补偿电路，它能够根据不同情况，产生斜率随输入和输出电压变化的斜坡补偿信号。对于ＢＵＣＫ型ＤＣ－ＤＣ变换器有：Ｄ：坚‰电感电流的下降斜率为：Ｖｏｖ：ｒ。Ｒｍ：——一（３—５９）６０）三将式（３－５９）和式（３－６０）代入式（３－５８）可得：脚＞！鳖二竺：兰垡！：墨三（３－６１）其中Ｒ为电流检测电路的跨阻增益，根据式（３－６１），可以通过引入输入和输出电压的信息来对斜坡补偿的斜率进行调节，产生自适应的斜坡补偿信号。本文设计的斜坡补偿电路如图３－１８所示，图中Ｍ０－Ｍ８构成运算放大器电路，Ｍ０一Ｍ２为运算放大器提供偏置电流，电阻Ｒ７和电容ｃ１用以运算放大器的补偿，使其稳定工作。Ａ点为运算放大器的同相输入端，Ｂ点为运算放大器的反相输入端，通过Ｍ９引入负反馈。电阻冠和足构成分压器，且阻值相等，则Ａ点的电压为‰／２。图中比较器ＣＭＰ和反相器ＩＮＶ用来控制斜坡补偿电路的工作，Ｍ１５一Ｍ１９作为开关，其导通或关断受到控制信号ＣＴＲＬ和ＮＣＴＲＬ的控制。比较器西南交通大学硕士研究生学位论文第３９页ＣＭＰ比较‰／２和Ｖｏ旧的大小，当％咿小于‰／２时，即占空比Ｄ＜５０％时，比较器输出信号ＣＴＲＬ为低电位，经过一级反相器后输出ＮＣＴＲＬ信号为高电位，则Ｍ１５－Ｍ１９均导通，使运算放大器和斜坡补偿电路停止工作，电流Ｉ为零，则输出斜坡补偿信号为零，不进行补偿；当％，盯大于‰／２时，即占空比Ｄ＞５０％时，比较器输出信号ＣＴＲＬ为高电位，经过一级反相器后输出ＮＣＴＲＬ信号为低电位，则Ｍ１５一Ｍ１９均关断，运算放大器和斜坡补偿电路正常工作，产生斜坡补偿信号，以使系统稳定。‰‰图３－１８自适应斜坡补偿电路根据运算放大器的虚短特性可知，由于Ａ点的电压为‰／２，则Ｂ点的电压同样为‰／２，因此流过电阻恐的电流Ｉ为：恐Ｊ：—Ｙｏｕｒ－—０．ＳＶ肼（３—６２）为得到较好的容差性能，电阻恐同样采用微调技术。这一电流经过Ｍ１０和Ｍ１１，以及Ｍ１２和Ｍ１３构成的电流镜复制给电容Ｃ々充电，则电容Ｃ上的电压为：（３－６３）‰＝警・ｆ西南交通大学硕士研究生学位论文第４０页其中ｔ为时钟信号ＣＬＫ为低的时间，电容ｃ２上的电压％脚就是斜坡补偿信号，根据上式，可得斜坡补偿信号的斜率为：出聊：鱼么丝：—Ｖｏｗ－—０．５Ｖ，Ｎ恐ｃ２（３—６４）将式（３－６４）代入式（３－６１）可得：上＞墨恐Ｃ２上（３—６５）当电感Ｌ和电流检测电路的跨阻增益Ｒ确定后，只要根据上式选择合适的电阻足和电容Ｃ，，就可以满足电流环稳定性的要求，同时由式（３－６４）可知，补偿斜率可根据输入电压‰和输出电压Ｖｏｗ自动调节，避免了传统固定斜率斜坡补偿所带来的过补偿问题。另外，图中Ｍ１４的栅极接振荡器输出的时钟信号ＣＬＫ，当时钟信号ＣＬＫ为低时，Ｍ１４关断，电流Ｉ对电容Ｃ，充电，电容ｃ＇两端的电压线性增加；当时钟信号ＣＬＫ为高时，Ｍ１４导通，电容Ｃ，通过Ｍ１４放电，使电容Ｃ，两端的电压迅速降为零，这样就保证了斜坡补偿信号与时钟信号同步。图３—１９运算放大器原理图图３－１８中的运算放大器单独示于图３－１９中，此运算放大器是一个经典的两级运放结构，Ｍ０－Ｍ２以及Ｍ８为运算放大器提供偏置电流，Ｍ３－Ｍ６是运算放大器的差分输入级，其中Ｍ５和Ｍ６构成电流镜有源负载，将双端输入转换为单端输出。Ｍ７和Ｍ８构成共源极放大电路，作为运算放大器的输出级，其中Ｍ８是共西南交通大学硕士研究生学位论文源极放大电路的电流源有源负载。第４１页此处运