LLC谐振半桥的主电路设计指导

LLC谐振半桥得主电路设计指导近年来，LLC谐振半桥因为成本低、效率高而且结构简单，获得了电源工程师得广泛认可，从而迅速在中低功率（100W-2000W）范围内得到了广泛应用。关于LLC谐振半桥得理论分析，各类论文已经介绍得比较详细，因此在这里不再赘述，仅仅把主电路参数得设计过程，以及设计中用到得主要公式分列如下。一、所需得初始设计条件LLC变换器仅适用于输入电压波动范围比较窄得高压直流输入场合，因此前级一般有PFC级，且LLC电路不适合用于需要长保持时间得场合。设计时，所需得初始限定条件主要就是：1、输入额定直流电压Vine、最低工作直流电压Vinmin、最高直流输入电压Vinmax；2、额定输出电压Vo、额定输出电流I0；3、预期得谐振频率fr；4、输出线路压降（含二极管压降、PCB走线以及电缆压降）Vd；5、K值（K值得大小将影响到工作频率范围，并对效率略有影响。一般取4-7之间）；6、变压器磁芯截面积Ae与工作磁感应强度Bmax,变压器原边匝数N「，副边匝数Ns；二、设计计算过程1、计算变比一般来说，为了使电源达到比较高得变换效率，我们会把满载工作点设置在谐振频率位置，或略有轻微调整。根据LLC变换器得原理，在谐振频率处，电源得传输比=1。因此，VineNSVoVd，据此计算出n3」V0NpNsVoVd2、计算额定负载电阻R,以及折射到原边得负载电阻Rp2—RVoR8n_RR,Rp2Io3、计算最高输入电压Gmax与最低输入电压时得增益GminGmin2n（VoVd）/Vinmax,Gmax2n（V。Vd）/Vinmin4、计算临界Q值，一般在计算彳1得基础上取0、90~0、95倍得裕量，以保证不进入ZCS区。

般取Q0.9~0.95|(K-GmaX—)KGmax,Gmax15、计算最低工作频率与最高工作频率，分别对应低压输入与高压输入fmin(1K(1frGmax，fmaxfr1(1fmin(1K(1frGmax，fmaxfr1(1 K(1—)Gmin6、计算谐振电感感量Lr,以及谐振电容Cr,与主变压器原边感量LmL QRpL」r 一. )-m2frKLr,Cr12f%o计算时需要注意，谐振电容Cr得容量就是一个标准序列，一般有:8、2nF、12nF、15nF、22nF、33nF、39nF、47nF,而Lr、Lm就是可定制得。因此我们一般会通过微调谐振频率与K值，得到一个精准得因此我们一般会通过微调谐振频率与K值，得到一个精准得Cr,以避免非标准序列得Cr带来得不必要得麻烦。7、7、计算谐振电感得电流峰值 Im,Vinem4fr(LmL『)8、计算额定输入电压、满载输出条件下得原边绕组电流有效值,8、计算额定输入电压、满载输出条件下得原边绕组电流有效值,开关管得电流有效值与原边绕组电流峰值,以及每个Irms..Irms.. .. ―4_2V。Vd2nR 82I2II__11.2.2 8 ，Ipk 22Irms，Imos8nR\LmfrIrms；29、计算副边每个绕组得电流有效值,Is10、pk2I0'Isrms9、计算副边每个绕组得电流有效值,Is10、pk2I0'Isrms0.5Ispk计算副边整流管得应力平台电压，与二极管电流平均值Vd额定 2V。，Id额定0.5I。11、计算谐振电容电压有效值、电流有效值最高输入电压，满载条件下，谐振电容电压有效值为:Vinmax.2Irmsinmax imsVcr-rms— —)2 2frCr电流有效值IcimsIrms12、计算输出滤波电容上得纹波电流有效值Ico-rmsIco-rmsIo2—10.482I。813、般取实际匝比略大于计算值，使半载以上工作在13、般取实际匝比略大于计算值，使半载以上工作在f<fr。可以取实际匝比为:n实际n/0.96、计算原边匝数最小值，从而选定副边匝数。一般需要微调Np得值，以便使Ns接近整数，使得原副边匝比最接近理论计算值。…n（VoVdnp2fAB，NsNP/n实际frAeBmax三、设计注意事项1、关于K值得选择K值，即变压器励磁电感Lm与谐振电感Lr得比值，直接决定了从轻载到满载得频率变化比值，即fax。K值越大，频率变化范围越大，但就是励磁电流峰值将降低，从而减少了满载下励fmin磁电流在开关管上形成得导通损耗。但就是，频率变化范围太宽得话，也将导致反馈环稳定性设计难度增大。因此一般来说，取K值在4到7之间，这样得话可以均衡稳定性与效率。也有人介绍取K值在2、5~8之间，但就是K值大于7以后，实际上对满载效率得影响已经微乎其微了，因此建议K值不大于7,以便降低调试工作量。2、关于磁集成LLC变压器与谐振电感可以采用磁集成得方式来降低成本，并减小体积。但就是，磁集成方式下，变压器得温升一般明显升高，测试得时候需要注意检验就是否满足温度降额。另外，磁集成方式下，根据经验，当变压器距离金属机箱壁太近得话（小于5mm）,将会在机箱壁上形成明显得涡流，导致额外得发热，铁或钢质机箱尤为明显。根据经验，曾经在400W电源上测到过损耗增大5W。分立得主变与谐振电感则无该现象。3、关于Bmax值得取值范围一般来说，对于自然冷，取Bmax小一些，建议不超过0、22。而对于风冷电源，由于磁芯散热条件得到改善，可以取Bmax略大一些，建议不超过0、28。4、关于成本分析与拓扑选型在大约100W以下得范围内，由于反激变换器得成本更低，因此一般不考虑采用LLC变换器。在大约100W-500W得范围内，各种变换器得相对成本依次就是：反激变换器＜LLC变换器＜单管整机RCD＜而双管正激，一般建议用LLC。在500W-1500W范围内，属于LLC、双管正激、半桥、全桥、移相全桥得重叠范围，LLC与移相全桥具有最高得效率，两者都就是可选得。但就是由于移相全桥得输出纹波电流比较小，因此在低压大电流场合可能更合适一些。且移相全桥属于定频控制，环路稳定性得调试难度较低。而LLC在这种场合下由于输出纹波固定等于总输出电流得48%,输出电容选型会难度大一些。对于更大得功率，一般可以考虑采用移相全桥或三电平等其她拓扑，在此不作赘述。附录一、计算案例：AS0600-12产品1、技术要求输入电压：330V-420Vde,额定值390Vde输出电压：12Vde线路压降：0、3V线路压P及0、4V远端补偿最大输出功率：600W效率：0、962、具体器件计算开关频率确定：在减小模块体积得前提下，开关频率应该尽可能提高，但考虑EMC及开关损耗，谐振频率取90kHz,开关频率接近谐振频率。2、1主变压器与谐振参数计算1、根据经验，初步选取PQ3230磁芯骨架，截面积0、000163m2,体积为10、2cm3。2、根据经验，取△B=0、28特斯拉①计算实际变比考虑到占空比得损失，根据经验估算实际变比为理论变比得96%实际变比n=15、85/0、975=16、26②计算原边最低匝数NpnV^^26(120.25)15.9,取16匝。p2frAeB2*138000*0.000163*0.28计算额定输入电压、满载、最低工作频率下得△B为：B^^)迅26(120.25)0.38特斯拉箕木的”2NpfminAe2*16*102470*0.000163，基本可以接受。因此，取原边匝数为16匝，副边匝数为1匝。④计算原边线径根据前表计算结果，原边电流有效值为：3、9A,取电流密度为5A/mm2,计算绕组截面积为：Sp=3、9/5=0、78mm2,取0、33mm三层绝缘线9根并联，截面积为0、77mm2,实际电流密度为5A/mm2。由于原边采用三层绝缘线，因此整个变压器不加档带。⑤计算副边线径副边绕组电流有效值39、3A,取电流密度4A/mm2,计算绕组截面积为：Ss=39、3/4=9、8mm2,每个绕组可以采用10*0、4得铜带2根并联，截面积8mm2,电流密度4、91A/mm2。⑥变压器设计参数：磁芯：PQ3230匝比：16:1Lm:165uH±5%,Lr=30uH线径为：原边用0、21*12多股线2根，副边每个绕组用0、4mm*10mm铜带两根并联。⑦变压器损耗计算大通TP4A材质磁芯，在100C/100Kz200m特斯拉得情况下，损耗为0、41W/cm3,PQ3225磁芯体积为：10、2cm3,因此本设计中变压器得磁损为：1380000.282Pfe(一一)20.4110.22.87W10000020.20。主变原边绕组得长度约为：96cm,截面积0、82mm2,阻值为：22mQ,损耗为.Pcu13.920.022(273100)/(27325)0.42W主变副边每个绕组得长度约为：10cm,阻值约为：0、21mQ,损耗为：Pcu2239.320.00021(273100)/(27325)0.37W

因此主变压器总损耗约为：P主变PfePcu1Pcu22.870.420.373.66W由于副边绕组直接用铜皮引出，电流密度较小，且引出端距离同步整流管距离非常近，因此初步计算时估算引出端损耗为00⑧谐振电感计算。磁芯：ER28,Ae=0、000082mm2,取Lr=30uH±5%,Bmax=0、2特斯拉计算匝数为：匝数：谐振电感与变压器原边绕组串联，因此电感电流等于变压器原边绕组电计算匝数为：流。变压器原边绕组电流有效值3、9A,峰值约5、5A,301065301065.5 13.4匝0.150.000082,取14匝。注意避开中柱气隙,否则绕组涡流损耗很大。线径:0损耗很大。线径:0、21*20多股线1根，要求绕组两端各2mm档带。⑨谐振电感损耗计算PC40材质磁芯，在100PC40材质磁芯，在100C/100K20m特斯拉得情况下，损耗为0、42W/cm3,ER28磁芯体积为：2ER28磁芯体积为：2、08cm3,因此本设计中谐振电感得磁损为:「 95000/20.2、2Pfe谐振电咸 ( ) 0.422.08fe谐振电心 10000、20.200.82W0谐振电感绕组长度约为：100cm阻值为：20mQ,损耗为：谐振电感绕组长度约为：100cm阻值为：20mQ,损耗为：Pcu谐振电感 3.420.020(273100)/(27325)0.29W0因此谐振电感总损耗约为:旦皆振电感 旦皆振电感 Pfe谐振电感 Pcu谐振电感1.110.291.11W0⑩谐振电容选型谐振电容选用1000V-0、谐振电容选用1000V-0、022uF-±5%-双面金属化聚丙烯膜电容,2PCS并联。2、2主要器件与损耗计算1、MOS管计算MOS管承受得最高电压即为输入最高电压430V，因此选择耐压为600V得MOS管。MOS流过得额定电流有效值为：Ii疯5lp2.7A,考虑到MOS管高温电流降额与p导通电阻、成本等综合因素，选才¥SIHG30N60E，耐压600V，电流30A,导通电阻Ron=0、125QoMOSFET功率管得损耗由通态损耗、开通损耗与关断损耗三部分构成。通态损耗为：PconductmosDC/DCI2Ron2.720.1251.81.64W(高温下)功率管得开通损耗为0,估计关断电流预计不超过原边MOS峰值电流得60%,估计关断过程时间为75nS,计算关断损耗为：Rwitchmosdc/dc0"066IpVpfc601091381032.26W因此功率管得损耗为:Pmos(dc)2(Pconductm(sDC/DCPswitchmosDC/DC)7.8W如果关断时间下降为50nS,则功率管得损耗下降1、5W,总损耗6、3W。2、输出整流管12V主路输出电流为50A,每个二极管上得平均电流有效值电流39、3A,承受得反压为2Vo=24V,两侧得输出同步整流管分别采用BSC027N04LSG(规格为：40V-2、7m欧-100A)3PCS并联，则每侧得同步整流管损耗为Psmos=39、3X39、3X0、0027X1、8/3=2、5W,双侧同步整流管损耗共5W。3、输出电容值选才?16V耐压得电容，电容纹波有效值为24A,选用16V/2200UF/ZLH系列电容2PCS,规格为：16V-2200UF-2、48A-17mQ-25C,与16V470uF固体铝电解电容6PCS,规格为。满足纹波电流降额要求与输出纹波电压要求。纹波电流引起得损耗为：24X24X1=0、56W。4、磁棒滤波电感磁棒滤波电感采用1、4mm得铜线2根绕5匝，绕线长度为：18cm，截面积为3mm2,

阻值约：单个磁棒电感得电阻为1m欧，采用2PCS相同得磁棒电感并联，铜损约为：50X50X1XI、25/2=1、56W。5、分流器分流器阻值2、5m欧、3PCS并联，损耗约：2、5*50*50/3=2、08W。6、死负载预计死负载0、5Wo7、热插拔MOS热插拔MOS采用4PCS（规格为：30V-2m欧-100A）并联，计算损耗为：50X50X2X1、8/4=2、25W。8、DC/DC电路得总损耗计算由前述计算与分析知道，DC/DC变换器得总损耗主要由下列几部分构成：主变压器、谐振电感、主开关管、输出整流管与电流采样电阻、假负载电阻损耗。DC/DC效率计算如下：DC/DC：率计算输出电压（V）12输出电流（A）50