RF射频功率的测量和控制技巧干货分享

环测礙rs则环测威官网：/如通常所理解的，术语对数放大器是指计算输入信号包络的对数的装置。在AD8307的响应中，500-MHz90-dB对数放大器，对于由1OO-kHz三角波调制的10-MHz正弦波（见图8）,请注意示波器照片上的输入信号由许多10MHz信号的周期，使用示波器的time/div旋钮压缩在一起。我们这样做是为了显示信号的包络，重复频率低得多，频率为100kHz。随着信号包络线性增加，我们可以在输出响应中看到特征log（x）形式。相反，如果我们的测量设备是线性包络检测器（例如二极管检测器），则输出仍然是三波。图8：对数放大器对线性包络线斜坡的响应因此，对数放大器给出了对数域中信号的交流幅度的指示。通常，对数放大器用于测量信号强度，而不是检测信号内容。用于描述这种类型的对数放大器的术语“解调”有点误导，但由于对数放大器恢复信号包络的对数（类似于解调AM的过程），术语解调已被采用来描述这种类型的设备。解调对数放大器的操作对数放大器简化框图的核心（见图9）是一个级联放大器链。这些放大器具有线性增益，通常介于10到20dB之间。为简单起见，我们选择了5个放大器链，CTB每个放大器的增益为20dB或10倍。现在，想象一下小的正弦波被馈入链中的第一个放大器。在将第一个放大器应用于第二个放大器之前，它将使信号上升10倍。因此，当信号通过每个后续级时，它会被放大20dB。£IVIVSLfel!(JdHVlogIVIViVm斗£IVIVSLfel!(JdHVlogIVIViVm斗LunrLerGulpiuLOV.PASSFILTH图9：对数放大器框图现在，随着信号沿着增益链向下移动，它将在某个阶段变得如此之大以至于它将开始削减或限制在精确的水平，并且在该示例中它已被设置为1Vpk。在信号进入其中一个阶段的限制之后（这发生在图9中第三阶段的输出处），受限信号沿着信号链继续向下，保持其1Vpk幅度。每个放大器输出端的信号也馈入全波整流器（图9中标记为Det）。这些整流器的输出如图所示相加，夏季输出应用于低通滤波器以移除整流信号的纹波。这产生对数输出（通常称为“视频”输出），其将是稳态交流输入信号的稳态直流输出。要了解此信号转换如何产生输入信号包络的对数，请考虑如果输入信号降低20dB会发生什么。如图所示，夏季的未过滤输出大约为4Vpk（从3个阶段开始限制，第4个阶段即将开始限制。）如果我们将输入信号减少10倍，则减少一个阶段将是限制。此阶段的电压会将夏季输出降低至约3V.如果我们将输入信号再降低20dB，夏季输出将降至约2V.因此，输入每增加20dB，输出就会改变1V.我们可以将对数放大器描述为具有斜率50mV/dB。这是二极管探测器的关键差异，其斜率mV/dB随输入电

平而变化。对数放大器的明显优势在于它具有更高的动态范围和恒定的斜率。然而，二极管检测器传递函数具有高水平精度很重要的优点。由于二极管电路在高输入电平时具有非常高的分辨率（即每dB的电压更高），因此进行小的功率调整将更容易。斜率和截距的传递函数与二极管检测器电路的情况一样，斜率和截距是定义对数放大器的传递函数的两个规范。AD8313的900MHz传输功能，100MHz至2.5GHz65dB对数放大器（见图10）显示，输入电压在输入端发生10dB变化时，输出电压变化约180mV。由此我们可以推断出传递函数的斜率是18mV/dB。图10：对数放大器的斜率和截距现在，我们可以看到，当输入信号下降到约_65dBm以下时，响应开始变平，器件位于其范围的底部。但是，如果我们推测传递函数的线性部分直到它到达水平轴，我们就会达到一个我们称之为截距的点（在这种情况下约为-93dBm）。请注意，对数放大器规范中的惯例是指定这个x轴截距，而不是我们用来指定二极管探测器的y轴截距。环测佩fS则环测佩fS则环测威官网：/通过进行简单的两点校准来确定特定器件的斜率，即，对于在线性工作范围内的两个已知输入电平测量输出电压。斜坡很简单，Slope=(Vo^-VoiXP^Pu)截距由等式给出,Intercept=Pj]-V(^/Slope一旦我们知道特定器件的斜率和截距，我们就可以计算出对数放大器的理想输出电压，适用于线性范围内的任何输入电平(在这种情况下约为-65dBm至0dBm)，使用简单的公式，Vout=SI(jpe(Pin-Intercept)例如，如果输入信号为-40dBm，输出电压将等于，18mV/dBx(-40dBm-(-93dBm))=095V值得注意的是，截距值的增加会降低输出电压。在实际系统中，我们将使用对数放大器根据测量的输出电压估算(未知)输入信号。为此，我们重新排列等式[3],Pin=(Vout/Slopc)+Intercept对数一致性与我们检查二极管检测器的线性度的方式相同，我们可以绘制对数放大器响应的线性度。谈论日志函数的线性有点令人困惑，但更具体地说，我们感兴趣的是设备的传递函数与log(x)数学函数的一致性。因此，对数一致性显示器件保持其恒定斜率的范围，并且还显示输入范围内的纹波或任何非线性。对数放大器的动态范围定义为斜率保持在某个误差带内的范围，通常为±1dB或±3dB。例如，在图11中，±1dB动态范围约为95dB(从+5dBV至到-90dBV)。

图11：对数放大器的对数一致性温度稳定性与二极管的情况一样，我们还可以绘制对数放大器随温度的对数一致性，相对于计算的斜率和室温截距。传递函数和日志的一致性AD8314—个45dB对数放大器，2.5GHz（图12）表明温度漂移和对数一致性在±40dB（-17dBV到-57dBV）的范围内，在±1dB误差范围内。）在精密应用中，设备不应在此范围之外运行。请注意，对于0dBm（-13dBV）的输入电平，25°C时的对数一致性误差仍然非常好，大约为+0.7dB。然而，在温度过高时，特别是在寒冷时，误差会急剧增加到大约-2dB。由于大多数无线通信系统在最大功率下具有最严格的发射规范，因此需要在对数放大器的最大输入电平上“退避”。环测威官网：环测威官网：/CTB环测佩临拠HP「HP「HoiklLU图12：对数放大器的温度稳定性dBV与dBm的RF系统中最广泛使用的惯例是以dBm为单位指定功率，即相对于1mW的分贝。以功率表示的对数放大器输入电平严格地是对流行惯例的让步;像二极管探测器一样，它们不响应功率，而是响应输入电压。dBV的使用更为正确。但是,由于大多数用户在功率方面指定RF信号-更具体地说,相对于50Q的dBm-我们在指定对数放大器的性能时使用dBV和dBm，显示50的特殊情况下的等效dBm水平-Q环境。检测快速RF脉冲现在考虑如果输入信号不连续但脉冲打开和关闭会发生什么。对数放大器输出对输入变化的响应时间将由输出低通滤波器的RC时间常数决定（再次参见图9）。环测威官网：环测威官网：/对于AD8310,440-MHz,95-dB对数放大器，响应（见图13）至【」100-MHz脉冲串，持续时间为300ns,10%到90%的上升时间（对数放大器响应时间的常用量度）约为15ns。在实际应用中，这使我们能够检测和测量短至约40ns的RF突发。图13：对数放大器脉冲响应将输出低通滤波器的带宽（通常称为视频带宽）设置得非常高，将导致频率接近或低于转角频率的输入信号的残余输出纹波。AD8313对10kHz输入突发的响应会导致输出纹波过大（见图14），因为器件的转折频率在内部设置为13MHz左右。然而，通过在输出端增加单极点低通滤波器，可以很容易地纠正这个问题,而不会受到惩罚。环测威官网：环测威官网：/CNB环测礙临测TiekkuieS.ocMSxssampleAfcMW««***)#•*■ana1.00viosvowncop?*』i.6£v12lan1旳9AfcMW««***)#•*■ana1.00viosvowncop?*』i.6£v12lan1旳91L：：21：2O图14.对数放大器输出纹波视频带宽和输入信号带宽不应混淆。单片对数放大器通常具有最大输入信号带宽，范围从50MHz到约2.5GHz,而这些设备的视频带宽通常在1到30MHz范围内。可以看到另一个有趣的效果（图14,再次）；请注意，对数放大器响应的衰减似乎比爆发的响应慢得多。这是由正在发生的对数转换的性质产生的有趣效果。但请记住，在低输入电平时，输入信号的微小变化会对输出电压产生很大影响。例如，输入电平从7mV到700“V（或约-30dBm到-50dBm）的变化与输入电平从70mV到7mV的变化具有相同的效果。作为一个对数放大器，这是你所期望的。但是，如果我们用肉眼观察输入信号（即RF脉冲串），我们看不到mV范围的微小变化。发生了什么（图。14）是爆发不会立即关闭但会下降到某个水平然后以指数方式衰减到零。现在，如果绘制衰减指数信号的对数，则得到一条类似于图中尾部的直线。在实验室里。测试对数放大器脉冲响应提供具有接近理想衰减的输入信号是非常具有挑战性的。常见的方法是使用来自发生器的脉冲对RF信号进行门控，其中可以以非常高的分辨率调整脉冲宽度3。CTB环测佩临刚输入匹配对数放大器通常具有数百至数千欧姆的输入阻抗。虽然可以使用电抗匹配技术将典型的50Q源阻抗转换为更高的电平，但简单的电阻分流通常可提供最佳的整体输入匹配。在对数放大器输入阻抗存在频率依赖性的情况下尤其如此。通常，选择稍大于50Q的分流电阻，它与对数放大器的较高输入阻抗并联,可提供50Q的总输入阻抗。图15：对数放大器输入匹配具有数字控制的典型射频功率控制环路具有数字控制的典型RF功率控制环路（图16）具有来自PA的PA信号（最大功率为+40dBm），其通过定向耦合器到达天线。定向耦合器的特征在于它们的耦合因子通常在10到30dB范围内，即输出信号比主输出小10到30dB。由于耦合输出必须提供一些功率（在这种情况下是检测器），耦合过程需要主输出的一些功率。这表现为插入损耗，其对于较低的耦合因子而言更高。LO(PLL)Amplifitr环测佩临测7RecelvE+20(Em环测威官网：/Duplexer^D6I22LO(PLL)Amplifitr环测佩临测7RecelvE+20(Em环测威官网：/Duplexer^D6I22IF\CA25dBAttn.4dBmBasebandProcessorAD8314LogAmp孤mDirectionalCau()l£r图16：数字控制的RF传输系统在所示的示例中（图16），耦合输出在应用于AD8314对数放大器之前必须进一步衰减25dB（从早些时候回想一下，AD8314在低于约-4dBm的输入电平时温度非常稳定。）AD8314的输出在ADC中进行数字化。对于8位ADC和40dB的检测器动态范围，这将导致0.16dB/代码（40dB/28）的分辨率。这种分辨率对于大多数精密应用来说已经足够了。一旦检测到发射功率并将其数字化，就使用DAC来调整系统。在这种情况下，通过改变IF处的可变增益放大器（VGA）的增益来调节功率。这只是通过其他选项改变功率的一种方式，包括PA的偏置调整和基带信号幅度的变化。该环路的响应时间将由数字控制电路控制。通常，与ADC和DAC的转换速率以及数字处理时间相比，检测器和VGA的反应时间将很短。典型的模拟AGC环路在需要快速调节增益的情况下，数字控制AGC环路的固有延迟可能是不可接受的。在这种情况下，模拟AGC环路可能是一个很好的选择。C迂C迂B师测HE糧測环测威宀网http〃www卄labcom/环测威吕网：/从通用版本的VGA输出开始（图17），该信号通常通过定向耦合器馈送到检测器。检测器的输出驱动运算放大器的输入，配置为积分器。参考电压驱动运算放大器的同相输入，运算放大器积分器的输出驱动VGA的增益控制输入。现在，让我们来看看这个电路是如何工作的。VinCdV/dt二1/C产VconioJVinCdV/dt二1/C产VconioJVri(ae)*Vref(e.g.IV)DetectorR图17：模拟自动增益控制环路首先假设VGA的输出处于某个低电平，即积分器上的参考电压为1V•低检测器输出导致积分电阻R上的电压降。通过该电阻产生的电流只能来自积分电容器C.此方向的电流增加了积分器的输出电压。这个驱动VGA的电压会增加增益（我们假设VGA的增益控制输入具有正感，即增加电压会增加增益。）增益会增加，因此会增加放大器的输出电平，直到检测器输出等于此时，通过电阻/电容的电流将减小到零，积分器输出将保持稳定，从而稳定环路。如果电容器充电随时间流逝，收益将开始减少。然而，这种泄漏将通过来自新降低的检测器电压的额外积分器电流快速校正。该电路的关键用途在于它不受VGA增益控制功能变化的影响。从静态的角度来看，至少，增益和增益控制电压之间的关系对整体传递函数没有影响。根据Vref的值，积分器将增益控制电压设置为产生所需输出电平所需的任何电平。环测威官网：环测威官网：/将消除增益控制功能中的任何温度依赖性。此外，VGA的增益传递函数中的非线性不会出现在整体传递函数中（Vout与Vref）。唯一的要求是VGA的增益控制功能是单调的。然而，检测器温度稳定至关重要。到目前为止所描述的电路被设计成产生用于改变输入电平的恒定输出电平。因为这导致恒定的输出电平，所以检测器不需要宽动态范围就变得清晰。我们只要求它对应于设定点电压Vref的输入电平是温度稳定的。例如，先前讨论的二极管检测器电路在低电平下具有较差的温度稳定性但在高电平下具有合理的稳定性，在水平输出非常高的应用中可能是一个很好的选择。如果我们使用的探测器具有更高的动态范围，我们现在可以使用该电路在很宽的动态范围内精确设置VGA输出电平。为此，积分器参考电压Vref是变化的。Vref上的电压范围直接来自探测器的传递函数。例如，如果检测器为-20dBV的输入电平提供0.5V电压，当检测器输入为-20dBV时，0.5V的参考电压将导致环路稳定（VGA输出将大于此值VGA和探测器之间存在耦合因子。）变量Vout情况的动态范围由具有最小动态范围的环路中的设备（即VGA的增益控制范围或探测器的线性动态范围）确定。再次注意，VGA不需要精确的增益控制功能。在这种情况下，VGA增益控制的动态范围定义为增加增益控制电压导致增益增加的范围。可以通过改变积分器的RC时间常数来控制该环路的响应时间。将其设置为低电平将导致快速输出稳定，但可能导致输出包络振铃。将RC时间常数设置为高将使环路具有良好的稳定性，但会增加建立时间。值得注意的是，使用术语AGC（自动增益控制）来描述这种电路结构从根本