新型大电流CPU供电的设计挑战

第第页新型大电流cpu供电的设计挑战在过去五年里，intel和amd的cpu性能有了显著提高。cpu性能的提高要求为其供电的调整器越发精确和复杂。

电源设计人员所濒临的最大挑战是如何满足更大的功率、更小的电压容限以及更快的瞬态响应，并降低电源的总成本。本文简要探讨了脉宽调制()的进展历程、多相工作模式和均衡，并提供了一些有助于设计人员应对大功率cpu供电各种挑战的最新技术。

性能要求不断提高，成本控制越发严格

下表展示了cpu性能在过去5年间的进展。注重：在功率大幅增强的同时，电压尤其是电压容限显著降低。

功率：电压调整器的一个参数为“相”数，或其提供的通道数。依据可用空间和散热等因素，每相可提供25w至40w的功率。对于pentium3而言，单相电压调整器就可满足要求，而最新一代cpu则需要采纳3相或4相电压调整器。

电流均衡：设计多相电源所濒临的挑战之一便是合理分配各相电流(功率)。假如某相电流严峻地不成比例，会加大元器件的负荷并缩短用法寿命。事实上，全部多相电压调整器都包含了能够主动均衡各相电流的。

精度：为使cpu工作在较高的时钟频率，要求其电源电压具有极高精度。并且必需在静态和动态负载下都能保持高精度指标。通过采纳精密的片上基准，以及最大程度地降低失调电压和偏置电流，可获得良好的静态精度。而动态电压精度则与电压调整器的控制环路带宽以及调整器输出端的大容量有关。因为调整器不能立即响应cpu的电流突变，因此设计电路需要大容量的电容。调整器控制环路带宽越高，响应cpu动态需求的速度就越高，并可迅速补充大容量输出电容的暂态电流。

对cpu电压调整器的要求并非不计成本，裸片尺寸和引脚数都与调整器提供的相数成比例。高精度电压基准要求采纳成熟、完美的设计计划和校准技术。用于电压和电流检测、电压调整以及有源均流的必需保证高速工作，并具有较低的失调误差和偏置电流，而且相对于工艺和温度保持稳定。

大功率cpu调整器设计所濒临的严重挑战大概就是成本问题，在过去5年当中，cpu核电压调整器的每相价格降低了4倍甚至更多。

电源控制的基本要素

全部多相电压调整器都采纳这种或那种形式的pwm结构。大多数电压调整器工作在固定频率，由时钟信号触发高边(图1中的qhi)导通，使输入电源开头对充电。

图1.简化的单相降压调整器

当控制环路确定应当终止“导通脉冲”时，高边mosfet断开，低边mosfet(qlo)导通，电感对负载放电。因为脉冲前沿(高边开通)时光固定(由内部时钟设置)，而脉冲后沿(高边断开)则按照控制环路和实时状态变幻，因此这种pwm控制类型称为后沿调制。高边mosfet导通时光相对于时钟周期的百分比称为占空比(d)，该占空比在稳定状态下等于vout/vin。

在电压控制模式下(参见图2)，输出电压(或其比例)与固定的内部基准电压举行比较。产生的误差信号再与内部固定的锯齿波(或斜坡)信号举行比较。该斜坡信号与时钟脉冲同时触发，而且只要斜坡信号低于误差电压，pwm的输出就向来保持为高电平。当斜坡信号高于误差电压时，pwm比较器的输出变为低电平并终止导通。电压环路通过适当的调整控制电压(vc)以及由此产生的占空比，使输出电压(图3)保持恒定。

图2.简化的电压模式降压调整器

图3.电压模式波形图

峰值电流模式(参见图4)将电流检测引入控制环路，用电感电流斜坡取代了电压模式下的斜坡信号。与电压模式类似，根据固定频率开通高边mosfet，使电感电流线性升高。当峰值电感电流等于误差电压时，导通脉冲终止，高边mosfet断开。这种方式需要一个电压环路和一个电流环路，电压环路通过适当调节由电流环路测量的电感峰值电流，来保持输出电压的稳定。

图4.简化的峰值电流模式降压调整器

需要考虑及权衡的事项

正如人们所料，每种办法都存在其优缺点。以下各节将对电源设计人员必需考虑的因素加以解释。

噪声抑制

电压模式具有良好的噪声抑制能力，这是由于在设计控制ic时，可以使斜坡信号的大小与实际信号一样大。输出电压是返回到控制器的唯一敏感信号，因此，电压模式相对简单布局。

除了输出电压外，峰值电流模式还需要返回一个电流检测信号，可以由负载电流通路的取样提供(参见电流均衡)。若要最大限度地降低i2r损耗，检流电阻的阻值要尽可能小一些。因此，取样信号往往比电压模式的内部斜坡信号小一个数量级。值得注重的是，应确保信号不受外部噪声源的干扰。在实际应用中，峰值电流模式十分通用，而且，采纳标准的的电路板布局原则，其布局布线并不困难。

输入电压调整

对于输入电压的变幻，电压模式的响应较慢。要响应输入电压的变幻，首先必需由输出电压误差反映出来，然后经过电压反馈环路举行校正。因此，响应时光受控制环路的带宽限制。目前，大多数电压模式调整器均包含可检测输入电压变幻的电路，并通过相应地调整其斜坡信号提供“前馈”。然而，这增强了控制器的复杂性。峰值电流模式的占空比由电感电流斜坡控制，是输入电压和输出电压二者的函数，峰值电流模式的逐周期电流比较可以提供固有的前馈，因而能够迅速响应输入电压的变幻。

电流均衡

两相或多相电压调整器必需动态均衡各相之间的电流，防止某一相电流不成比例。每相电流检测可通过监测高边或低边mosfet的电流来实现，或通过检测每相流过检流电阻的电流来实现。检测mosfet的电流成本低廉，由于它利用了现有的电路元件。但是，因为mosfet电阻随工艺和温度显然变幻，因此精度较低。利用检流电阻可以实现精确检测，但增强了成本，并降低了电源转换效率。

猎取每相电流信息的另一种办法是利用电感的直流电阻(dcr)作为检流元件。因为这种办法利用了现有的电路元件，并由dcr容限来保证合理的精度，因此不增强任何成本。将串联的电阻、电容跨接在电感两端，rc时光常数与l/dcr时光常数相匹配。通过检测两端的电压，即可很好地表征电感电流的直流和沟通特性。目前这种办法在电压模式和电流模式cpu供电调整器中相当常用。

挑选电压模式和电流模式是另一个需要权衡的问题。因为电压模式只在控制环路中用法电压信号，因此该模式不能控制各个电感的相电流，而这恰好是实现均流的须要条件。峰值电流模式本身可提供电流均衡，由于该模式利用电感电流信号作为控制电路反馈的一部分。目前多相电压模式调整器必需再增强一个控制环路来实现均流，这样就增强了ic的复杂性，并带来其它需要权衡的问题，见电压定位和瞬态响应部分。

峰值电流模式具备固有的均流功能，但也存在影响均流精度的人为因素。因为电感电流峰值是受控的，而电流谷值并不受控制，两相之间电感值的差异(例如容限产生的差异)将产生不同峰值的电感电流纹波，造成两相直流电流的失配，并因此影响相电流均衡的精度。

运用一种称为迅速有源平均(ra2*)的专有技术，通过获得每相电感纹波电流的平均值消退了该缺陷。ra2电路(参见图5)需要5至10个开关周期猎取每一相的峰值纹波电流，然后用峰值电流信号减去纹波电流的1/2。将峰值控制点从电感电流峰值移至直流电流，这样既保持了峰值电流模式的优点，又可以实现十分精确的直流电流匹配。因为ra2电路不在稳压调整电流环路上，因此不会降低瞬态响应速度。这项技术已用于针对intelvrd10.1(和下一代vrd)以及amdk8socketm2设计的max8809a/max8810a核电压调整器中。

图5.ra2算法的实现

电压定位和瞬态响应

当处理器负载突变时，现代cpu具有较大的瞬态电流。在这些苛刻的动态指标下，电压误差必需保持在允许范围内，否则，cpu就可能闭锁。用法足够大的电容可以汲取或供出cpu瞬变电流；然而，这增强了整体成本。

大多数大电流cpu核电源采纳了电压定位技术，以减小对大容量电容的需求。输出电压可以依据定义好的斜率随负载电流增大而降低(跌落)。电压与电流之间的关系曲线称为“负载线”，斜率定义为阻抗(例如，1m)。该计划的优点是动态下可放宽电压裕量，从而减小了平安工作对电容容量的要求。

假如不考虑电压定位，从理论上讲电压模式在电压环路响应方面具有较大优势。环路的理论带宽是输出电压纹波频率的函数，或是每相开关频率与相数的乘积。在峰值电流模式下，因为“采样效应”，电压环路带宽仅仅是每相开关频率的函数。

然而，电压定位在详细应用中存在实质上的差别。注重：电压模式控制还需要其次个控制环路来实现电流均衡。该环路的带宽通常设置为电压环路带宽的1/5至1/10，以防止和电压环路互相干扰，因为电流均衡通常为低速调整，因此低带宽足以满足要求。然而，对于电压定位而言，负载瞬态响应是电流环路带宽的挺直函数。对于电压模式，其带宽相当低(例如5khz)。对于峰值电流模式，电流环路带宽与电压环路带宽相同(如50khz至75khz)，由于仅在一个环路用法电压和电流反馈。图6和图7所示为测试到的图形，从中可以看出瞬态性能的差异十分显然。两个图中显示的都是先加载95a阶跃负载，然后断开95a负载的状况。

图6.电压模式瞬态响应(竞争产品)

图7.峰值电流模式瞬态响应(max8810a)

不同调整器实现电压定位的方式不尽相同。电压模式下的其次个电流环路通常可提供总平均电流。该电流根据一定比例，通过电阻建立一个偏移电压，该偏移电压作用在基准电压或反馈电压，需选取适当的阻值以提供适当的负载线电阻。

max8809a/max8810a采纳另一种不同的办法，用一定的增益来动态设置输出负载线(图8)。

图8.具有动态电压定位的峰值电流模式控制(max8810a)

误差电压计算公式如下所示：

vc=gmvxrcompx(v-vout)

其中，gmv是误差放大器的增益，rcomp是误差放大器输出端和地之间的电阻，vdac是所期望的输出电压，vout是实际的输出电压。

同样，pwm比较器反相输入端上的电压为：

vc=(iout/n)xrsensexgca

其中，iout是输出(cpu)负载电流，n是相数，rsense是电流检测电阻，gca是电流检测放大器的增益。

在稳压状态下，这两个电压必需相等，将变量代入并重新收拾，可得：

(vdac-vout)/iout=(rsensexgca)/(nxgmvxrcomp)

(vdac-vout)/iout是前面定义的负载线阻抗。电流检测增益(gca)和误差放大器跨导(gmv)为ic参数，是恒定常量；参数rsense和n则由详细应用打算。因此，通过挑选恰当的rcomp值可设置负载线路阻抗，它还用来设置误差电压放大器的增益。

环路补偿

上述max8809a/max8810a电压定位技术的优点在于其简易性。用于电压定位的误差放大器输出电阻也可用于环路补偿。电流峰值模式仅需要单极点补偿，以便抵消大容量电容及其esr所形成的零点。max8809a/max8810a则仅需要增强一个与电压定位电阻并联的小电容。电压定位和环路补偿的结合大大削减影响调整器输出精度的误差源。

因为电压模式调制器(控制环路)和输出引入了几个极点和零点，其补偿越发复杂。电压模式通常需要iii型补偿计划，增强了小尺寸电阻和电容的数目。

温度补偿

用电感dcr作为电流检测元件的缺点是：因为铜线具有正温度系数，因此dcr会随温度变幻。这挺直影响了电压定位和限流庇护的精度。

可用法等值、负温度系数的电阻(ntc)对设计举行补偿。该ntc通常也是设置负载线阻抗电阻网络的一部分，确保输出电压与电流比例在工作温度范围内稳定。因为ntc在囫囵温度范围内是非线性的，因此，电阻网络必需包括两个额外的电阻，在工作温度范围内实现阻抗线性化。

该技术的缺点是限流电路并未举行温度补偿。室温下确定的限流门限在高温下必需按比例增强，以应对增加的电流信号。室温下，电感和mosfet必需加大尺寸，以处理限流条件下的最大电流，这会提高计划成本。

max8809a/max8810a提供了一项创新技术，这些调整器也采纳ntc，但与电压定位电路无关。器件内部举行线性化处理，省去了两个外部电阻，经过温度修正后的电流信息用于内部电压定位和限流。竞争产品还需要其次个ntc补偿限流，而max8809a/max8810a则用法同一内部温度信息实现vrho