案例导频设计117

1、目录LTE 导频设计. 1录2表4格7目图表1引言91.1 编写目的91.2 预期读者和阅读建议91.3 缩写术语9上行导频设计102.1 上行帧结构设计概要102.1.1 早期的LTE 上行帧结构102.1.2 LTE 上行帧结构的演进及最终方案122.2 上行 PUSCH DM 参考信号设计1322.2.12.2.22.2.3多 UE 在 SIMO 模式下复用方式13长块（LB）与短块（SB）的取舍16参考信号序列生成172.2.4 Sequence Hopping232.2.5 Cyclic Hopping292.2.6 TDD 上行参考信号设计302.2.7 信息 bit 数确定342

2、.3 上行 PUCCH 参考信号设计352.3.1 上行 PUCCH 参考信号帧结构中的设计352.3.2 RS Sequence 的生成412.3.3 Hopping412.4 上行 SOUNDING 参考信号设计412.4.1 Sequences422.4.2 Bandwidth432.4.3 Cyclic shift & Hopping472.4.4 Period and Offset482.4.5 RPF482.4.6 SRS for UE Antenna Selection492.4.7 SRS 在子帧中时域的位置492.4.8 SRS 在子帧中频域的位置502.4.9 TDD52下

3、行导频设计533.1 下行帧结构设计概要533.1.1 早期 LTE 下行帧结构533.1.2 LTE 下行帧结构最终方案543.2 下行 PDSCH DM 参考信号设计553.2.1 复用方式553.2.2 下行导频符号时域位置603第 2 页 共 117 页3.2.33.2.43.2.53.2.6下行导频在频域中的密度62下行导频序列设计64下行导频 Hopping & shifting 设计69下行导频 Power Boosting723.3 多天线下行导频的考虑753.3.1 2 天线下行 RS 设计753.3.2 4 天线下行 RS 设计763.4 TDD 中下行导频的考虑813.5

4、 下行 MBMS 导频设计813.5.1 混合 unicast 的MBSFN813.5.2MBSFN853.6 下行 UE-SPECIFIC 导频设计873.6.13.6.2RS 信号的支持87RS 信号结构设计894 36.211 中的 Finalization944.1 LTE 系统中上行导频方案944.1.1 参考信号序列的生成944.1.2 解调参考信号974.1.3 Sounding 参考信号994.2 LTE 系统中下行导频方案1034.2.1 小区参考信号1034.2.2 MBSFN 参考信号1054.2.3 终端参考信号10756结论以及建议110参考文献111第 3 页 共

5、117 页图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表2-12-22-32-42-52-62-72-82-92-102-112-122-132-142-152-162-172-182-192-202-212-222-232-242-252-262-272-282-292-302-312-322-332-342-352-362-372-382-392-402-41包含 2、3 个短块子帧结构版本10去掉短块后上行子帧结构实例412LTE 上行导频参考信号设计最终方案513上

6、行 Distributed(左)与 Localized(右)参考信号结构313上行参考信号 FDM(左)与 CDM(右)复用结构314上行参考信号 SB2 相对与 SB1 的 Staggering314上行参考信号重叠314ZC 序列长度与序列数量关系1117上行参考信号序列生成示意1418Fujitsu 关于方案“N-1”(左)与“Cyclic copy”(右)自相关与互相关值1419Fujitsu 关于方案“N+1”自相关与互相关值1419Nokia 关于方案“Cyclic copy”与“N-1”的 CM 值1320Fujitsu 关于各方案的 CM 值1320各公司上行短参考信号设计互相

7、关性能比较1822各公司上行短参考信号设计 BLER 性能比较1823RS Sequence Hopping 示例2024Ericsson 关于 Base-sequence grouping 示例2624o 关于上行 Hopping 双层分组示意图2925o 关于双层 sequence hopping/shifting 示意图2925NTTNTTEricsson 关于上行导频 Hopping 方案碰撞统计3127o 关于上行 RS规划方案4229TDD 上行导频结构（2SB）3431TDD 上行导频结构（1LB）3431Ericsson 关于 TDD(FS2)导频结构结果3432NSN 关于

8、TDD(FS2)导频结构结果3732ZTE 关于 TDD(FS2)导频结构结果3533参考文献39中对上行导频高速场景方案3933图表 2-27 方案的结果3934至 RAN1#49 次会议关于 PUCCH 设计提案4735关于 PUCCH 一个符号导频结构4836关于 PUCCH 导频支持用户数结果4636关于 PUCCH 两个符号导频结构4837关于 PUCCH 一个与两个符号导频性能比较4838关于 PUCCH 三个符号导频设计（短长 CP）4338关于 PUCCH 三个符号导频性能比较（短 CP）4339关于 PUCCH 三个符号导频性能比较（长 CP）4340Nokia 关于 SRS

9、 最小支持带宽性能6344Nokia 关于 SRS 带宽配置的方案 16445Nokia 关于 SRS 带宽配置的方案 26445Nokia 关于 SRS 带宽配置树形结构6446Samsung 关于 5MHz 系统带宽 SRS 信号复用(RPF=2)5348第 4 页 共 117 页Samsung 关于 2.5、1.25MHz 系统带宽 SRS 复用(RPF=2)5349PRACH 与 SRS 相互干扰5750在第 1、14 符号中 PRACH 与 SRS 干扰5950PUCCH 与 SRS 干扰6151PUCCH 与 SRS 碰撞时的结构52早期的 LTE 下行帧结构153LTE 下行帧结

10、构最终方案154图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表2-422-432-442-452-463-13-23-33-43-53-63-73-83-93-103-113-123-133-143-153-163-173-183-193-203-213-223-233-243-253-263-273-283-293-303-313-323-333-343-353-363-373-383-39LTE 下行LTE 下行块设计最终方案图例 154块设计最终方案图例 25

11、5LTE 下行导频参考信号设计示例6756LTE 下行导频复用方式性能(14.3%开销)6758LTE 下行导频复用方式性能(7.2%开销)6759LTE 下行导频复用方式性能(4.8%开销)6759Nokia 关于下行导频时域位置研究6961Ericsson 关于下行导频时域位置研究7162关于下行导频频域密度研究7363关于下行导频频域密度设计方案7463o 关于下行 RS 2-D 序列设计8364o 关于小区间 RS 复用设计方案7666时域信道冲击响应(PN-OS 序列)8067时域信道冲击响应(PN 序列)8067NSN 关于下行 RS 信号正交码字(CDM)性能17867NSN 关

12、于下行 RS 信号正交码字(CDM)性能27868关于下行 RS shifting/hopping 性能8770o 关于下行 RS shifting/hopping 设计8871LG 关于下行 RS Power Boosting 的说明9073LG 关于下行 RS Power Boosting 的结果9073o 关于下行 RS Power Boosting 的结果9174o 关于下行 RS Power Boosting 实现方案9175o 关于 2 天线下行 RS 设计方案9576NTT NTTNTTLTE 初期 4 天线下行 RS 设计9776Nortel 对 4 天线下行 RS 参考设计9

13、777LTE 会议中期确定的下行 4 天线RS 设计10078Work Assumption10179Nokia 关于下行 4 天线RS 结构设计结果10180LTE 系统 4 天线下行 RS 最终设计10281Nokia 关于 MBMS 系统下行 RS 结构参考设计10482Nokia 关于 MBMS 系统 RS 参考设计结果10483Nortel 关于MBMS 系统RS 参考设计10583Nortel 关于MBMS 系统RS 参考设计结果10584MBMS RS 参考设计10885MBMS RS 设计结果10886MBMS RS 参考设计10986MBMS RS 设计结果10986Noki

14、a 关于Nokia 关于Nortel 关于Nortel 关于第 5 页 共 117 页o 对于 Beamforming 简单介绍11187o 对于 Beamforming 系统性能11488图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表图表3-403-413-423-433-443-453-464-14-24-34-44-54-6RS 密度分析结果11690RS 结构参考设计11790RS 结构参考设计结果11791Ericsson 关于Motorola 关于Motorola 关于RS 信号结构设计(Normal CP)12192LTERS 信号参考设计(Extended CP)12392(

15、常规 CP)104(扩展 CP)105Nortel 关于下行参考信号下行参考信号(扩展 CP， Df = 15 kHz )106(扩展 CP， Df = 7.5 kHz )107(常规 CP)109(扩展 CP)109MBSFN 参考信号MBSFN 参考信号终端终端参考信号参考信号第 6 页 共 117 页表格上行传输参数（带宽利用率为 81.9%）311上行传输参数（带宽利用率约为 90%）311上行参考信号复用方式表314ZC 序列长度与序列数量关系表1117不同长度方案不同上行参考序列之间互相关性1319不同长度方案相同上行参考序列之间互相关性1319NEC 提出的 OZCL 序列与TZ

16、C、EZC 序列对照表1521各公司上行短参考信号设计互相关性能对照表1822各公司上行短参考信号设计 CM 值对照表1822各公司上行短参考信号设计 Memory 对照表1822LG 上行短参考信号设计链路条件1823Ericsson 关于上行导频 Hopping 生成示意表3126对导频 Hopping 公式初始化表3227Ericsson 在参考文献33中方案的碰撞概率3328表格表格表格表格表格表格表格表格表格表格表格表格表格表格2-12-22-32-42-52-62-72-82-92-102-112-122-132-14Nokia 关于 Cyclic Shift 中n(2)所提出参考

17、4030表格2-15DMRSEricsson 关于 TDD（FS2）上行参考信号条件3431关于 PUCCH 三个符号导频设计性能比较4339Nokia 关于 SRS 可支持带宽列表6343o 关于 SRS 带宽配置设计6646o 关于 SRS 带宽简化配置设计6646下行传输参数353LTE 下行帧结构相关参数55LTE 下行导频复用设计参数6757Nokia 关于下行导频位置分析6961Nokia 关于下行导频正交码字对 Timing 带来影响分析7968关于下行 RS shifting/hopping 性能假设8769Nokia 关于MBMS RS 参考设计的系统开销10482o 对于

18、Precoding 与Beamforming 技术的比较111872-162-172-182-192-203-13-23-33-43-53-63-73-8表格表格表格表格表格表格表格表格表格表格表格表格表格j(n) 的定义( M= N RB )95RS表格4-1scscj(n) 的定义( M= 2N)95RSRB表格4-2scscDCI 模式 0 循环移位对应 n(2)4-3的97表格DMRS每个时隙 PUCCH 调制参考符号个数 N PUCCH994-4表格RSPUCCH 格式 1、1a 和 1b 正交序列w(0)PUCCH 格式 2、2a 和 2b 正交序列w(0)-1) . 99-1)

19、. 99PUCCH RS表格4-5Lw(NPUCCH RS4-6表格w(NL第 7 页 共 117 页表格4-7不同 PUCCH 格式中解调参考信号位置99与 N 的值(上行带宽为6 N UL 40 )101m4-8表格SRS,bbRB与 N 的值(上行带宽为40 N UL 60 )101m表格4-9SRS,bbRBm与 N 的值(上行带宽为60 N UL 80 )101表格4-10SRS,bbRB与 N 的值(上行带宽为80 N UL 110 )102m表格4-11SRS,bbRB表格表格4-124-13FDD Sounding 参考信号子帧配置102TDD Sounding 参考信号子帧配

20、置102第 8 页 共 117 页1引言引言提出了对本文档的纵览，帮助读者理解该文档的编写目的，适用的读者，参考资料，术语解释等等。1.1编写目的简要描述本文档涉及的研究内容和范围，说明本文档编写的目的和意义。1.2预期读者和阅读建议列举本文档所针对的不同读者，如开发提出适合各类用户的阅读建议。、项目经理、测试或文档编写等，1.3缩写术语提供正确理解该文档所包含的全部术语的定义、首字母缩写词和缩略语。第 9 页 共 117 页2上行导频设计2.1上行帧结构设计概要尽管上行这结构的设计并不是我们这里所关心重点，但是与下行导频设计一样，这结构的设计将直接影响着上行导频的设计，所在这里我们也需要简单

21、介绍一下上行帧结构。在公司内部文档相关参考文献1中有详细介绍，我们这部分内容将从中取出分析。2.1.1早期的 LTE 上行帧结构从上、下行链路的对称性考虑，EUTRA 上行帧结构必须与下行相一致。因此早期的上行帧结构在设计上与早期的下行帧结构是基本相同的，无线帧长也为 10ms，一个无线帧等分为 20 个 0.5ms 的子帧。唯一的不同之处就在于子帧结构设计，下行链路子帧结构的设计非常简单，即根据 CP 模式（常规 CP/扩展 CP）的不同，一个子帧可包含 7/6 个 OFDM 符号；而上行子帧则进行了独特的长块、短块结构设计，如图表 2-1。1 sub-frame = 0.5 msec1 s

22、ub-frame = 0.5 msec图表 2-1包含 2、3 个短块子帧结构版本早期的 LTE 上行之所以考虑这样的子帧结构，主要是出于放置导频的需要。与下行链路不同，上行链路最终采用的是基于单载波-频分复用（SC-FDMA）的多址方式。由于各用户数据之间是频分复用的，因此希望每个用户的导频信号与用户数据能够占用相同的带宽，即希望导频与数据之间采用 TDM 的复用方式。因此需要在子帧中预留出一定的时间段用来专门导频，我们称之为导频块。任意一个参数的设置都不可能是任意的，都需衡所有的制约因素，选择一个最优的方案，对于导频块的设计当然也不例外。与导频块设计相关的参数有 2 个，即导频块的时间间隔

23、和导频块的数量。对这两个参数进行设置需要考虑的因素主要有以下 3 个： 子帧结构的复杂度从这个角度考虑，一方面希望导频块的数量不要太多，另一方面希望导频块所占的时间间隔与数据块所占的时间间隔最好满足一定的倍数关系，同时希望导频块的位置是固定的。 导频开销从这个角度考虑，希望导频块尽量的短，并且导频块的数量尽量的少。 信道估计质量从这个角度考虑，希望一个子帧内导频块的数量能够多于一个，因为在高速情况下，至少需要 2 个导频块才能获得足够的信道估计性能。同时导频块之间需要保持一定的时间间隔，但该间隔也不能过大，这样有利于 一个子帧内的各导频块进行子帧内插值，并且，在 Localized的情况下，还

24、能够道估计的质量。相邻子帧的导频块进行子帧间插值，进一步提高信综合以上 3 个方面的因素考虑，在导频块的时间间隔的设置上，各公司几乎没有，都认为令导频块的时间间隔为数据块的一半是比较合适的，这也就是我们所说的短块，与之相对，通常将数据块称为长块。值得注意的是长块只能用来承载用户数据（这里的用户数据既包括基于调度的数据传输，也包括基于竞争的数据传输），短块既能承载导频信号，又能承载用户数据。这主要是基于在保证一定的信道估计质量的前提下，尽量降低导频开销的考第 10 页 共 117 页CPSBCPLB #1CPLB #2CPLB #3CPSBCPLB #4CPLB #5CPLB #6CPSB #3

25、#1#2CPLB#1CPSB #1CPLB #2CPLB #3CPLB #4CPLB #5CPSB #2CPLB#6虑，使得能够根据实际的应用场景，对导频块进行灵活的配置。根据参考文献2的结结果：在低速环境中，只需要一个导频块就能够满足要求，同时又可使吞吐量达到最大；在中速环境中，使用两个导频块可获得令人满意的性能；在高速环境中，尤其在低 SNR 以及高多普勒情况下，综合考虑信道估计质量和导频开销，认为配置三个导频块能够达到最好的性能。关于一个子帧中短块的数量，当时虽未达成一致，但主要的观点都集中在 2 个或 3个，因为一时难以抉择，所以 25.814 一开始给出了子帧结构的两个版本3，即为上

26、文图表2-1，分别对应 2 个和 3 个短块情况。关于短块具置也有很多提案，从信道估计质量方面考虑，并经过大量的。，认为对于 2 个和 3 个短块的情况，如图表 2-1所示的方案是最优上行传输的最小 TTI 长度与上行子帧间隔相等，也为 0.5ms，同时与下行类似，由多个子帧组成的长 TTIs 的情况也会被考虑。对应于图表 2-1的其它参数的设置分别表格 2-1和表格 2-2所示。对于上行链路来说， 在进行参数设置的时候需要全面考虑带宽利用率和 PAPR 两方面的因素。我们知道，在SC-FDMA 信号产生的过程中，频域成形滤波器的滚降系数越大，PAPR 越低，带宽利用率也越低；反之，滚降系数越

27、小，PAPR 越高，带宽利用率也越高，因此需要在两者之间做一个合理的折中。而这个主题已经不再是我们这里讨论的主要范畴了，有参考文献1，其中有较为详细的分析和介绍。的读者可以查阅2-1上行传输参数（带宽利用率为 81.9%）3表格*: (x1/y1) n1, (x2/y2) n2 means (x1/y1) for n1 pilot or data blocks and (x2/y2) for n2 pilot or data blocks表格 2-2上行传输参数（带宽利用率约为 90%）3第 11 页 共 117 页“Transmission bandwidth” (MHz)Sub-frame

28、 duration (ms)Long block size (ms/samples)Short block size (ms/samples)CP duration (ms/samples)200.566.67/204833.33/1024(4.13/127) 7,(4.39/135) 1*“Transmission bandwidth” (MHz)Sub-frame duration (ms)Long block size (ms/symbols)Short block size (ms/symbols)CP duration (ms/symbols)200.562.50/102431.25

29、/512(3.91/64) 1*,(3.42/56) 8150.562.50/76831.25/384(3.91/48) 1*,(3.42/42) 8100.562.50/51231.25/256(3.91/32) 1*,(3.42/28) 850.562.50/25631.25/128(3.91/16) 1*,(3.42/14) 82.50.562.50/12831.25/64(3.91/8) 1*,(3.42/7) 81.250.562.50/6431.25/32(7.81/8) 1*,(2.93/3) 8*: (x1/y1) n1, (x2/y2) n2 means (x1/y1) fo

30、r n1 pilot or data blocks and (x2/y2) for n2 pilotor data blocks2.1.2LTE 上行帧结构的演进及最终方案同下行相一致，上行帧结构也引入了时隙和子帧的概念，它们的长度分别为 0.5ms 和1ms。如图表 2-1所示子帧结构被修正为时隙结构，两个连续的时隙构成一个子帧。随着对上行参考信号研究的深入，以及 TTI 长度由 0.5ms 修改为 1ms，一些公司建议没有必要再保留上行时隙结构中的短块。他们认为：当时之所以决定在上行的子帧（时隙）结构中包含短块，是为了让其承载上行参考信号，这样做最主要的优点是既可以让两个在时间上分离的参考

31、信号在一个 TTI（0.5ms）内进行插值，而又依然能够将参考信号的开销保持在 14%左右。但是，当前的 TTI 长度已经被修改为 1ms，即使没有短块，也能使一个 TTI 中包含两个参考信号，即可以用两个长块来承载参考信号，以用于信道估计4。图表 2-2 去掉短块后上行子帧结构实例4给出了仅用长块来承载参考信号时的子帧结构的一个实例。值得注意的是，如果长块能够被用于承载参考信号，将会带来极大的灵活性，例如，一个时隙中的所有长块都可以用来承载参考信号，那么参考信号的位置就可以随意选择4。One TTI (1 ms)图表 2-2去掉短块后上行子帧结构实例4用长块来承载参考信号进行信道估计可以带来

32、以下好处4：-使上行的时域结构更加简单，并且能够和下行（帧结构、时隙结构）保持一致；不论是参考信号的位置还是数量都可以进行更灵活的配置，从而能够更好的适应不同的传输场景（high/low Doppler, data rate, etc.）；由于 Zadoff-Chu 序列的长度可增加一倍，因而使得每个 Zadoff-Chu 序列所能提供的正交参考信号的数量大大增加。-如图表 2-2所示的子帧结构的缺点是：由于每个 TTI 中仅有两个参考信号，那么在高多普勒环境中，其性能必然要降低。但是，在 LTE 的要求中明确的规定：在速度为 15km/h 以下的范围内，LTE 的性能必须达到最优4。所以该缺

33、点并不能够成为去掉短块的理由。关于究竟用长块还是短块来承载上行的参考信号传输在各公司之间引起了激烈的讨论，一些公司给出了两种时隙结构下的 BLER 性能的结果，作为取舍的参考。在这些讨论和第 12 页 共 117 页150.566.67/153633.33/768(4.12/95) 7,(4.47/103) 1*100.566.67/102433.33/512(4.1/63) 7,(4.62/71) 1*50.566.67/51233.33/256(4.04/31) 7,(5.08/39) 1*2.50.566.67/25633.33/128(3.91/15) 7, (5.99/23) 1*1

34、.250.566.67/12833.33/64(3.65/7) 7,(7.81/15) 1*结果的基础上，以下两个方面已经被认同作为主要的权衡因素5：（1）对于只分配了一个块给用户进行数据传输的情况，作为解调参考信号的 ZC序列的数量将受到限制。此时，如果用长块来承载参考信号，可提供 10-12 个 ZC 序列（具体取决于产生方法，假设是基于一个质数长度的 ZC 序列）；如果采用短块来承载参考信号，则只能提供 4-6 个 ZC 序列。（2）在速度小于 120Kmph 的情况下，用长块或短块来承载参考信号所提供的 BLER 性能是相同的。当 UE 速度超过 120Kmph 时，长块结构的性能将逐

35、渐的低于短块。在 2GHz 载波频率及 350Kmph 速度条件下，两者在 10% BLER 性能方面将相差大约 1dB。基于以上讨论，舍弃短块，仅保留长块的时隙结构在 RAN1 47bis 会议上获得了通过， 并且其对应的参数与下行完全一致，不同的是上行每个时隙的第 4 个长块（即第 4 个SC-FDMA 符号）被指定用来承载上行参考信号，如图表 2-3所示。RSDataSlotRSSub-Frame图表 2-3LTE 上行导频参考信号设计最终方案5注：一个子帧包含 2 个时隙；每个时隙包含 7 个长块；一个时隙中间的长块用来承载参考信号对 LTE 上行的时隙结构进行修正后，上、下行的帧结构

36、就实现了完全的一致。上行 PUSCH DM 参考信号设计2.22.2.1多 UE 在 SIMO 模式下复用方式在下行链路中，对于每个用户而言同步是自己完成，因此通常认为存在由不同步而导致破坏了信号的正交性，但是在上行链路中却不然，对于 NodeB 而言由于各个 UE 信号发射时间的差异，可能会导致 NodeB 对于每个 UE 的同步并的正交性。确而破坏了信号之间原有在参考文献6中提出了对于上行 SC-FDMA 无线接入方式中，同一个 NodeB 中的导频频信道之间应该保持严格正交性，并认为如下：1.2.3.在同一个 NodeB 小区中，上行同步可以自适应控制和调整。每个 NodeB 内部衡量来

37、进行正交无线分配。NodeB 内部各个 UE 之间导频信道要在时间、频率和码域上保持严格的正交。在协议讨论初期，25.814 中定义了上行导频结构分为 Localized 参考信号（占用连续频谱）、Distributed 参考信号（占用类似梳状的频谱）。如图表 2-4图表 2-4上行 Distributed(左)与 Localized(右)参考信号结构3上行信号的正交性可以通过以下方式获得1.通过每一个上行参考信号在不同的子载波子集中（图表 2-5左图），这种方案会在频域上得到信号之间正交性，同时它可以同时应用在 Distributed 和 Localized 任何一种结构中。2.通过参考信号

38、在码域中，即在一个公共子载波集合中信号（图表 2-5右图）。每个参考信号可以通过一个 CAZAC 序列专门的循环时延加以区分。它实质上是一第 13 页 共 117 页种 CDM 的方式。3. 在时间域上达到正交。4. 以上多种方法的一种结合。Reference signal #1Reference signal #2Reference signal #3图表 2-5上行参考信号 FDM(左)与 CDM(右)复用结构3对于上述各种方式可能的结合以及 LTE 上行帧结构设计的综合考虑，在 25.814 对其各种应用也有如下设计。当 Localized 数据传输模式，DM 参考信号可以1. 对应不同

39、 UE 占用不同数据频段，导频参考信号的复用可以使用 FDM 方式。2. Localized 参考信号结构与传输数据有相同频谱位置，或者 Distributed 参考信号结构但是被限制放在与传输数据有相同频谱的位置，同时只占其中的一部分。当 Distributed 数据传输模式，DM 参考信号可以1.参考信号需要被 distributed 配置是传输数据可以进行信道估计，就是需要使用 FDM 方式。同时由于短块 SB 的使用，使离散的梳状参考信号带宽是传输数据的 2 倍， 因此为了更好的信道频域采样精度，在频域上 SB2 相对于 SB1 需要有一个Staggering。Short Block

40、2Short Block 1Long BlockDCsubcarrier图表 2-6上行参考信号 SB2 相对与 SB1 的 Staggering3参考信号占用一个子载波集合，该集合为传输数据块所对应频谱位置，各用户之间子载波则会在频谱上重叠。2.图表 2-7上行参考信号重叠3经过各个公司讨论，对上面各种方案的总结（其中一些方案舍弃），得如下表格表格 2-3上行参考信号复用方式表3第 14 页 共 117 页89101155121366141577161788181999202110102223111124251212262713132828141430从上面表格中我们可以看到主要为 FDM

41、和 CDM 两种，而 FDM 通常认为通过一个短Zadoff-Chu 序列的重复等方式产生一个参考信号，并通过不同频率偏移产生相互正交的多个参考序列信号。由于 FDM 方式在频域上成梳状谱，每一个参考信号频点之间距离不能太大超过信道的相关带宽，因此正交序列的数量将完全依赖于信道频率选择属性，这将意味着在频率选择性更强场景中会导致更少的选择序列。对于 CDM 模式则认为通过一个 Zadoff-Chu 序列产生一个参考信号，然后经过使用不同的循环移位来生成多个相互正交的参考信号序列。为了能够保证在有时延扩展信道中的正交性，两个参考信号之间的相对偏移必须大于时延扩展的长度，因此这将在某种意义上限制正

42、交序列的数量，同样在频率选择性大的场景中会造成更少的序列个数4。FDM 方式的主要问题在参考信号是基于短 Zadoff-Chu 序列生成的，短的 Zadoff-Chu 序列将意味着更少可使用序列数量这将加大小区在参考信号分配规划时的复杂度。从上面所 述，我们发现这一点对于小带宽参考信号将是十分苛刻的，因此我们认为在小带宽场景中， 应该通过 CDM 方式产生正交参考信号4。在 RAN1#44bis 次会议中，各公司就 CDM 与 FDM 问题进行了相应的汇总，支持 CDM方案的公司认为10：1.2.3.正交导频信号的数量：CDM 与 FDM 通过短块进行调制的话，应该是相等的。BLER 性能：在

43、绝大多数场景中，CDM 与 FDM 应该是一致的。受时间选择性的影响：使用 Staggered FDM 模式的性能会有损失，这主要由于在每个块内对于每个子载波只有一个对应导频。小区间干扰的影响：CDM 将会显得更为健壮，并且 FDM 模式中切换可能不能被很好的支持。小区间的干扰消除：只有 CDM 下可能使用干扰消除，而 FDM 下不能进行干扰消除。4.5.6.远近效应：根据结果，CDM 中CAZAC 序列复用能够很好克服远近问题。支持 FDM 方案的公司认为10：1.正交导频信号的数量：CDM 所给出的正交导频信道数量要比 FDM 少，因此可能需额外产生其它的正交序列。BLER 性能：由于多径

44、问题的存在以及非正交序列的问题，CDM 的性能通常会比2.FDM 性能差或者接近 FDM 的性能，比 FDM 的性能更好。3.受时间选择性的影响：在高速场景中，CDM 模式会使 UE 之间的干扰增加，这主要是由于序列正交性遭到破坏。4.小区间干扰的影响：当单一干扰存在的时候，CDM 会更好，但是在现对于多个 UE 的干扰时，CDM 与 FDM 之间的差异便可忽略。过程中发5.小区间的干扰消除：认为 CDM 与 FDM 是等同的，即使使用 FDM 方式，不同小区之间在时频域仍然可以使用 CDM 的方式第 15 页 共 117 页PurposeOption 1Option 2Option 3Cha

45、nnel estimation for demodulation/detectionin case of localized uplink data transmissionLocalized FDMALocalized FDMALocalized FDMA for SB2 CDMA for SB1in case of distributed uplink data transmissionDistributed FDMADistributed FDMA and/or CDMACDMAChannel sounding for uplink CQI estimationDistributed F

46、DMADistributed FDMA and/or CDMACDMA for SB16.干扰规避：FDM 导频非常适合这个技术。7.远近效应：CDM 结构，UE 的FDM 将不存在这个问题。就上面问题的争执，在 RAN1#46 次会议上，各个公司一致认为在上行链路中 SISO 或者 SIMO 模式中 CDM 与 FDM 之间的优势与劣势为谱之间的差异将直接导致远近问题加重，而1.相比较 Distributed FDM 模式 Distributed CDM 可以提供味着参考信号在进行小区规划的时候会更容易一些。的根索引序列，这将意2.CDM 由于可以平均化干扰的影响，因此在邻小区之间相比较 F

47、DM 模式会有更好的关于参考信号的 SINR，而在小区内部而言，FDM 可以对参考信号给予更好的 SINR 的性能。在信道时延扩展超出循环时延保护长度的时候，FDM 方式通常比 CDM 会有更好的性能（TU 信道中有 0.45dB 的增益）。3.以上的前两条差异主要来自于两种模式本质属性的不同，而第三个差异则是由于循环移位的选择，而通过增加 CDM 循环移位长度，可以使其避免这种性能的损失，因此我们可以认为在实际中 CDM 与 FDM 可以有相同性能。当然这个问题将会牺牲 CAZAC 序列的数量。在中有 14 个公司支持 CDM 方式，8 个公司支持 FDM 方式。以上所有讨论都是基于业务信道

48、传输是有 Distributed 和 Localized 两种模式情况下讨论的，但是在 LTE 讨论的中期，认为业务信道传输只保留 Localized 模式就可以了，这在前面章节2.1.2也已经提到过了。在 RAN1#47 会议所有公司达成一致认为在业务信道只保留留 Localized 模式的时候，参考信号信道也只保留 Localized 的方式，这样通过投票 18 个公司同意业务信道占用带宽中使用连续方式的参考信号，多个 UE 之间的参考信号则通过 FDM 方式复用。所以由于业务信道结构的变化导致前面进行 FDM 与 CDM 多方面的讨论的意义已经不大了9。2.2.2长块（LB）与短块（SB

49、）的取舍该问题的讨论与 LTE 的帧结构变化非常相关，在 RAN1#46 前后，就 LTE 帧结构 TTI 长度进行了大量研究和调整，最后更改了原有 0.5msTTI 的方案，改为了 1.0msTTI 方案，认为这样可以降低开销从而增加容量，又 对覆盖范围和 latency 造成太大的影响1。对于上行导频初始阶段的提出在章节2.1.1已经给了描述，但是在该阶段 LTE 整体的帧帧结构是以 0.5msTTI 基础上设计的上行参考信号，如此设计主要是为了在参考信号开销不超过 14%的前提下，一个 TTI 中分别两个参考信号可以进行很好的信道估计，当然这就必然需要插值操作，然而当 0.5msTTI

50、被改动后，该原有的导频参考信号的很多优势已经不再存在了。而当前在确定了 1.0msTTI 后，我们仍然只需要在一个 TTI 中保持有两个导频参考信号的存在即可，这样似乎就不再需要短块（SB）的存在了，取而代之的将使用两个长块来实现参考信号的功能4。而 Ericsson 在初期提出对于上行长块参考信号结构则如图表 2-2所示，它所带来的好处则是为上行时域结构带来统一模型，不再有长块和短块的区分，降低了实现的复杂度，而其结果将与下行基本一致，还降低了由于多个 SB 所带来的 CP 开销；另一方面在参考信号数量和位置上可以有更好的灵活性，这意味着更可能对不同传输场景自适应调整导频（这一点后期好像没有利用）；最后由于它是短块的两倍长度，这就意味着它有 Zadoff-Chu 可用正交序列（对于 1 个 RB 而言，SB 只能提供 46 个 ZC 序列，而 LB 则可以提供 1012 个ZC 序列）。当然将 SB 改为 LB，在时间上是导频参考信号出现频率降低也必将导致一些问题，在1.0ms 的 TTI 中只出现两次导频参考信号将潜在的降低在高 Doppler 场景中的性能。经过仿第 16 页 共 117 页真得到在 120kmph 场景下，LB 与