合肥工业大学电力电子技术第十四讲第四章

1、4.2.3.2 正弦脉冲宽度调制（正弦脉冲宽度调制（SPWM）的基本问题）的基本问题 根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM调制方式分为异步调制和同步调制2. 异步调制异步调制对于任意的调制波频率fr，载波频率fc恒定的脉宽调制称为异步调制。在异步调制方式中，由于fc保持一定，因而当fr变化时，调制波信号与载波信号不能保持同步，即载波比N与调制波频率fr成反比，因此，异步调制具有以下特点: 由于fc固定，因而逆变器具有固定的开关频率。由于异步调制时的开关频率固定，所以对于需要设置输出滤波器的正弦波逆变器（如UPS逆变电源）而言，输出滤波器参数的优化设计较为容易。4.2.3.2 正弦

2、脉冲宽度调制（正弦脉冲宽度调制（SPWM）的基本问题）的基本问题 2. 异步调制异步调制 一个调制波正、负半个周期中的脉冲数不固定，起始和终止脉冲的相位角也不固定。换言之，一个调制波正、负半个周期以及每半个周期中的前后1/4周期的脉冲波形不具有对称性。不同fr时的异步调制SPWM波形如图4-28所示。图4-28不同调制波频率fr 时的异步调制SPWM波形a) fr fr1b) frf r24.2.3.2 正弦脉冲宽度调制（正弦脉冲宽度调制（SPWM）的基本问题）的基本问题 2. 异步调制异步调制w当fr较低时，N 较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不利影响较小w当fr增高时，N减小，一

3、周期内的脉冲数减少，PWM脉冲不对称的影响就变大 采用异步调制时，SPWM的低频性能好，而高频性能较差。 因此采用该方式时希望采用较高的fc，即在一个调制信号周期内所包含的三角载波的个数较多，从而弥补脉冲不对称造成的影响。4.2.3.2 正弦脉冲宽度调制（正弦脉冲宽度调制（SPWM）的基本问题）的基本问题 3. 同步调制同步调制 对于任意的调制波频率fr，载波比N保持恒定的脉宽调制称为同步调制。 在同步调制方式中，由于载波比N保持恒定，因而当fr变化时，调制波信号与载波信号应保持同步，即fc与fr成正比，因此，同步调制具有以下特点： 由于fc与fr成正比，因而当fr变化时，fc也相应变化，这就

4、使逆变器的开关频率不固定。 由于同步调制时的开关频率随fr的变化而变化，所以对于需要设置输出滤波器的正弦波逆变器（如UPS逆变电源）而言，输出滤波器参数的优化设计较为困难。4.2.3.2 正弦脉冲宽度调制（正弦脉冲宽度调制（SPWM）的基本问题）的基本问题 3.同步调制同步调制由于载波比N保持一定，当fr变化时，一个调制波周期中的脉冲数将固定不变。当载波比N为奇数时，一个调制波正、负半个周期以及半个周期中的前后1/4周期的脉冲波形具有对称性。图4-29不同调制波频率fr 时的同步调制SPWM波形a) fr fr1 b) frf r2 图6-10ucurUurVurWuuUNuVNOttttOO

5、OuWN2Ud2Ud4.2.3.2 正弦脉冲宽度调制（正弦脉冲宽度调制（SPWM）的基本问题）的基本问题 3.同步调制同步调制三相电路中公用一个三角波载波，且取N为3的整数倍，使三相输出对称。（为使一相的PWM波正负半周镜对称）fr很低时，fc也很低，由调制带来的谐波不易滤除wfr很高时，fc会过高，使开关器件难以承受。4.2.3.2 正弦脉冲宽度调制（正弦脉冲宽度调制（SPWM）的基本问题）的基本问题 4. 分段同步调制分段同步调制 对比同步与异步调制发现两者具有互补的性能特点，但是对于各自不足的改进，都是通过提高开关频率来实现，而提高开关频率会导致开关损耗增加。是否可将同步与异步调制相结合

6、，构成一种新的调制方案呢？分段同步调制上是在结合异步调制优点（低频特性好）基础上，并克服了同步调制的不足（低频特性差）而产生的。分段同步调制，就是首先将fr的变化范围划分为若干个频段区域，在每个频段区域中，采用同步调制（载波比N为奇数且恒定）。在fr高的频段采用较低的N，使载波频率不致过高在fr低的频段采用较高的N，使载波频率不致过低4.2.3.2 正弦脉冲宽度调制（正弦脉冲宽度调制（SPWM）的基本问题）的基本问题 5. SPWM脉冲信号的生成脉冲信号的生成SPWM脉冲信号的生成是指：通过模拟或数字电路对载波信号和调制波信号进行适当的比较运算处理，从而生成与调制波信号相对应的脉宽调制信号，以

7、此驱动正弦波逆变器的功率开关。SPWM脉冲信号的生成主要包括模拟生成法和数字生成法。1) 模拟生成法模拟比较法是将载波信号（如三角波信号）和调制波信号（如正弦波信号）通过模拟比较器进行比较运算，从而输出SPWM脉冲信号。图4-31 SPWM脉冲信号模拟比较法生成的原理电路 4.2.3.2 正弦脉冲宽度调制（正弦脉冲宽度调制（SPWM）的基本问题）的基本问题 5. SPWM脉冲信号的生成脉冲信号的生成2) 数字生成法1自然采样法 是通过联立三角载波信号和正弦调制波信号的函数方程并求解出三角载波信号和正弦调制波信号交点的时间值，从而求出相应的脉宽和脉冲间隙时间以生成SPWM脉冲信号。 自然采样法实

8、际上就是模拟比较法的数字实现，其原理如图4-32所示 。图4-32 SPWM脉冲信号自然采样法生成原理 4.2.3.2 正弦脉冲宽度调制（正弦脉冲宽度调制（SPWM）的基本问题）的基本问题 5. SPWM脉冲信号的生成脉冲信号的生成2) 数字生成法1自然采样法若令三角载波幅值Ucm1，调制度为M，正弦调制波角频率为r，则正弦调制波的瞬时值为由图4-32，并根据相似三角形的几何关系可得自然采样法SPWM脉宽t2的表达式为 图4-32 SPWM脉冲信号自然采样法生成原理 1sinruMt (4-30)2111(sinsin)22cABTMttt (4-31)要求解复杂的超越方程，难以在实时控制中在

9、线计算，工程应用不多4.2.3.2 正弦脉冲宽度调制（正弦脉冲宽度调制（SPWM）的基本问题）的基本问题 5. SPWM脉冲信号的生成脉冲信号的生成3) 数字生成法1规则采样法是将自然采样法中的正弦调制波以阶梯调制波进行拟合后一种简化的SPWM脉冲信号发生方法，其原理如图4-33所示。每个载波周期中，原正弦调制波与三角载波周期中心线的交点就是阶梯波水平线段的中点。这样，三角载波与阶梯波水平线段的交点A、B两点就分别落在正弦调制波的上下两边，从而减少了以阶梯波调制的误差。 图4-33 SPWM脉冲信号规则采样法生成原理 4.2.3.2 正弦脉冲宽度调制（正弦脉冲宽度调制（SPWM）的基本问题）的

10、基本问题 5. SPWM脉冲信号的生成脉冲信号的生成3) 数字生成法1规则采样法由图4-33，并根据相似三角形的几何关系容易得出规则采样法SPWM脉宽t2以及脉冲间隙时间t1、t3的表达式分别为由于te 、Tc、M均为已知量，因此，规则采样法SPWM脉宽t2的计算较为简便，适合基于微处理器的数字SPWM控制。 图4-33 SPWM脉冲信号规则采样法生成原理 1321()2cttTt (4-33) )sin1 (22rc2tMTt 三相桥逆变电路的情况三相桥逆变电路的情况u三角波载波公用，三相正弦调制波相位依次差120u同一三角波周期内三相的脉宽分别为U、 V和W ，脉冲两边的间隙宽度分别为 、

11、 和 ，同一时刻三相调制波电压之和为零，由式(4-32)得 由式(4-33)得 利用以上两式可简化三相SPWM波的计算UVW23cWVUT43c W V UT4.2.3.2 正弦脉冲宽度调制（正弦脉冲宽度调制（SPWM）的基本问题）的基本问题4.2.3.2 正弦脉冲宽度调制（正弦脉冲宽度调制（SPWM）的基本问题）的基本问题 特定谐波消去法特定谐波消去法(Selected Harmonic Elimination PWMSHEPWM)u这是计算法中一种较有代表性的方法，如右图u输出电压半周期内，器件通、断各3次（不包括0和），共6个开关时刻可控图6-9OtuoUd-Ud2a1a2a3为减少谐波

12、并简化控制，要尽量使波形对称首先，为消除偶次谐波，使波形正负两半周期镜对称，即)()(tutu其次，为消除谐波中余弦项，应使波形在正半周期内前后1/4周期以/2为轴线对称)()(tutu4.2.3.2 正弦脉冲宽度调制（正弦脉冲宽度调制（SPWM）的基本问题）的基本问题 同时满足上述两式的波形称为四分之一周期对称波形，用傅里叶级数表示为 式中，, 5 , 3 , 1sin)(nntnatu20dsin)(4ttntuan图6-9OtuoUd-Ud2a1a2a3能独立控制a1、a 2和a 3共3个时刻。)cos2cos2cos21 (4d)sin(dsind)sin(dsin4321203322

13、11nnnnUttnUttnUttnUttnUadddddn式中n=1,3,5, 确定a1的值，再令两个不同的an=0，就可建三个方程，求得a1、a2和a34.2.3.2 正弦脉冲宽度调制（正弦脉冲宽度调制（SPWM）的基本问题）的基本问题消去两种特定频率的谐波消去两种特定频率的谐波 在三相对称电路的线电压中，相电压所含的3次谐波相互抵消，可考虑消去5次和7次谐波，得如下联立方程： 给定a1，解方程可得1、2和3。0)7cos27cos27cos21 (740)5cos25cos25cos21 (54)cos2cos2cos21 (4321d7321d5321d1UaUaUa4.2.3.2 正

14、弦脉冲宽度调制（正弦脉冲宽度调制（SPWM）的基本问题）的基本问题 5. SPWM脉冲信号的生成脉冲信号的生成5) 跟踪型两态调制法两态调制（TSMTwo-State Modulation）是美国的A.G.Bose于1966年提出的。所谓跟踪型两态调制是指利用一个闭环控制中的误差滞环比较器，直接产生一个只有两态（高电平、低电平）的PWM控制信号，以使某一输出量能自动跟踪控制指令。当将两态调制运用于逆变器的控制时，若控制指令为正弦波时，通过误差滞环比较器的输出就可以实现SPWM脉冲信号发生。这种跟踪型两态调制法既可以利用模拟生成法实现也可以利用数字生成法实现。 4.2.3.2 正弦脉冲宽度调制（

15、正弦脉冲宽度调制（SPWM）的基本问题）的基本问题 5. SPWM脉冲信号的生成脉冲信号的生成5)跟踪型两态调制法图4-35a表示了一个电压型半桥逆变器的电流跟踪型两态调制结构，其PWM及其电流跟踪波形如图4-35b所示。基本规律：当VT1或VD1导通时，输出电流i增大；而当VT2或VD2导通时，输出电流i减小。通过环宽为2I的滞环比较器的控制，i就在i*+I和i*-I的范围内，呈锯齿状地跟踪指令电流i*图4-35 电流跟踪型两态调制结构及其PWM电流跟踪波形电压型半桥逆变器电路 PWM电流跟踪波形4.2.3.2 正弦脉冲宽度调制（正弦脉冲宽度调制（SPWM）的基本问题）的基本问题 5. SP

16、WM脉冲信号的生成脉冲信号的生成5)跟踪型两态调制法v 参数的影响参数的影响滞环环宽对跟踪性能的影响：环宽过宽时，开关频率低，跟踪误差大；环宽过窄时，跟踪误差小，但开关频率过高，开关损耗增大电抗器L的作用：L大时，i的变化率小，跟踪慢; L小时，i的变化率大，开关频率过高图4-35 电流跟踪型两态调制结构及其PWM电流跟踪波形电压型半桥逆变器电路 PWM电流跟踪波形v 采用采用跟踪型两态调制法的电流跟踪型的电流跟踪型PWM变流电路变流电路有如下特点有如下特点 （1）硬件电路简单 （2）实时控制，电流响应快 （3）不用载波，输出电压波形中不含特定频率的谐波 （4）和计算法及调制法相比，相同开关频

17、率时输出电流中高次谐波含量多 （5）闭环控制，是各种跟踪型PWM变流电路的共同特点4.2.3.2 正弦脉冲宽度调制（正弦脉冲宽度调制（SPWM）的基本问题）的基本问题4.2.3.3 单相电压型正弦波逆变器的单相电压型正弦波逆变器的PWM控制控制 单相电压型正弦波逆变器原理电路如图4-36所示。对于单相电压型正弦波逆变器，可采用三种SPWM控制方案，即单极性SPWM控制、双极性SPWM控制以及倍频单极性SPWM控制。以下分别进行讨论。图4-36 单相电压型正弦波逆变器原理电路 4.2.3.3 单相电压型正弦波逆变器的单相电压型正弦波逆变器的PWM控制控制1.单极性SPWM控制所谓单极性SPWM控

18、制是指逆变器的输出脉冲具有单极性特征。即当输出正半周时，输出脉冲全为正极性脉冲；而当输出负半周时，输出脉冲全为负极性脉冲。为此，必须采用使三角载波极性与正弦调制波极性相同的所谓单极性三角载波调制。图4-37单极性SPWM控制时的调制波形4.2.3.3 单相电压型正弦波逆变器的单相电压型正弦波逆变器的PWM控制控制工作时V1和V2通断控制信号互补，V3和V4通断控制信号也互补。以uo正半周为例，V1通，V2断，V3和V4交替通断。负载电流比电压滞后，在电压正半周，电流有一段区间为正，一段区间为负。负载电流为正的区间，V1和V4导通时，uo等于Ud 。调制法 V4关断时，负载电流通过V1和VD3续

19、流，uo=0 负载电流为负的区间，实际上io从VD1和VD4流过，仍有uo=Ud 。 uo总可得到Ud和零两种电平。 uo负半周，让V2保持通，V1保持断，V3和V4交替通断，uo可得-Ud和零两种电平。 V4关断V3开通后，io从V3和VD1续流，uo=0。4.2.3.3 单相电压型正弦波逆变器的单相电压型正弦波逆变器的PWM控制控制 单极性单极性PWM控制方式（单相桥逆变）控制方式（单相桥逆变） 在ur和uc的交点时刻控制IGBT的通断v ur正半周正半周，V1支路保持通，V2保持断w 当uruc时使V4支路通，V3断，uo=Udw 当uruc时使V4断，V3支路通，uo=0v ur负半周

20、负半周，V1保持断，V2支路保持通w 当uruc时使V3断，V4支路通，uo=0w 虚线uof表示uo的基波分量表示u uo o的基波分量urucuOtOtuouofuoUd-Ud4.2.3.3 单相电压型正弦波逆变器单相电压型正弦波逆变器 的的PWM控制控制根据单相电压型正弦波逆变器电路桥臂控制功能的不同，可将其分为周期控制桥臂以及调制桥臂。功率管驱动信号生成原理电路如图4-37b所示，比较器A用于驱动调制控制桥臂，B用于周期驱动桥臂。在正弦调制波正半周，由于三角载波的极性为正，则比较器B的输出极性为正。比较器A则根据调制波与载波的调制而输出SPWM信号。显然，正弦调制波正半周时，逆变器输出

21、正极性的SPWM电压脉冲。 4.2.3.3 单相电压型正弦波逆变器的单相电压型正弦波逆变器的PWM控制控制2.双极性SPWM控制 是指逆变器的输出脉冲具有双极性特征。即无论输出正、负半周，输出脉冲全为正、负极性跳变的双极性脉冲。当采用基于三角载波调制的双极性SPWM控制时，只须采用正、负对称的双极性三角载波即可。为实现双极性SPWM控制，需对逆变器的功率管进行互补控制。双极性SPWM控制时的功率管驱动信号生成原理电路如图4-38b所示。双极性SPWM控制时的调制波形 相应的驱动信号生成电路 4.2.3.3 单相电压型正弦波逆变器的单相电压型正弦波逆变器的PWM控制控制2.双极性SPWM控制 当

22、正弦调制波信号瞬时值大于三角载波信号瞬时值时，比较器的输出极性为正，VT1、VT4导通有效，而VT2、VT3关断有效，逆变器输出为正极性的SPWM电压脉冲。同理，当正弦调制波信号瞬时值小于三角载波信号瞬时值时，比较器的输出极性为负，VT2、VT3导通有效，而VT1、VT4关断有效，逆变器输出为负极性的SPWM电压脉冲。双极性SPWM控制由于采用了正、负对称的双极性三角载波，从而简化了SPWM控制信号的发生。4.2.3.3 单相电压型正弦波逆变器的单相电压型正弦波逆变器的PWM控制控制3.倍频单极性SPWM控制 逆变器输出脉冲的调制频率是载波频率的两倍，并且输出脉冲具有单极性特征。倍频单极性SP

23、WM控制有调制波反相和载波反相两种PWM控制模式，具体讨论如下： 调制波反相的倍频单极性SPWM控制模式 功率管驱动信号生成原理电路与双极性SPWM控制时的功率管驱动信号生成原理电路类似。两者在调制波的设计上有所不同，即：逆变器两相桥臂的调制信号则采用了幅值相等且相位互差180的调制波信号4.2.3.3 单相电压型正弦波逆变器的单相电压型正弦波逆变器的PWM控制控制3.倍频单极性SPWM控制 载波反相的倍频单极性SPWM控制模式 功率管驱动信号生成原理电路与单极性SPWM控制时的功率管驱动信号生成原理电路类似（如图4-37b所示）。只是两者在载波的设计上有所不同，即：逆变器两相桥臂的载波信号采

24、用了幅值相等且相位互差180的对称双极性载波信号，其SPWM相关波形如图4-39b所示。 单相电压型正弦波逆变器的单相电压型正弦波逆变器的PWM控制控制3.倍频单极性SPWM控制 4.2.3.3 单相电压型正弦波逆变器的单相电压型正弦波逆变器的PWM控制控制3. 倍频单极性SPWM控制 因此，采用倍频单极性SPWM控制，优点：u 在一定的输出波形畸变率条件下，可以有效降低功率管的开关频率；u 另一方面，在一定的开关频率条件下，可以有效降低输出波形畸变率。 倍频单极性SPWM控制由于控制简单且具有输出倍频特性，因而是一种优化的单相电压型正弦波逆变器的SPWM控制方案。尤其是调制波反相控制模式，由

25、于采用微处理器（如采用DSP）进行波形发生的方便性，实际应用时被较多采用。 4.2.3.4 三相电压型正弦波逆变器的三相电压型正弦波逆变器的PWM控制控制 三相电压型正弦波逆变器原理电路如图4-40所示。对于三相电压型正弦波逆变器，可采用多种SPWM控制方案即：三相双极性SPWM控制、提高电压利用率的鞍形调制波SPWM控制以及既能提高电压利用率又能降低开关损耗的综合优化SPWM控制等。图4-40 三相电压型正弦波逆变器原理电路 4.2.3.4 三相电压型正弦波逆变器的三相电压型正弦波逆变器的PWM控制控制 1.三相双极性SPWM控制是三相电压型正弦波逆变器基本的SPWM控制方案，这种控制方案对

26、每相桥臂采用双极性SPWM控制，即三相桥臂采用同一个三角载波信号，而三相桥臂的调制波则采用三相对称的正弦波信号。三相双极性SPWM控制时的调制波形和功率管驱动信号生成原理电路如图4-41所示。 4.2.3.4 三相电压型正弦波逆变器的三相电压型正弦波逆变器的PWM控制控制 4.2.3.4 三相电压型正弦波逆变器的三相电压型正弦波逆变器的PWM控制控制 1.三相双极性SPWM控制主要特点如下： 相对于逆变器直流电压中点的输出相电压波形为双极性SPWM波形，且幅值为Ud/2。 逆变器输出的线电压波形为单极性SPWM波形，且幅值为Ud。三相桥式PWM逆变电路波形 4.2.3.4 三相电压型正弦波逆变

27、器的三相电压型正弦波逆变器的PWM控制控制 1. 三相双极性SPWM控制 主要特点如下： 任何SPWM调制瞬间，逆变器每相桥臂有且只有一个功率器件导通（功率管或二极管）。 由于三相双极性SPWM控制的实现较为简单，因而成为在实际应用中最为广泛采用的方案。4.2.3.4 三相电压型正弦波逆变器的三相电压型正弦波逆变器的PWM控制控制 2.鞍形调制波SPWM控制对采用三相双极性SPWM控制的三相电压型正弦波逆变器线电压波形进行傅立叶分析，可得到其输出线电压的基波幅值为而对于180导电型控制的三相电压型方波逆变器，同理采用傅立叶分析，可得到其输出线电压的基波幅值为若定义逆变器输出线电压的基波幅值与逆

28、变器直流电压之比为电压型逆变器的电压利用率电压利用率，显然，三相双极性SPWM控制时的正弦波逆变器电压利用率（约为0.866）较180导电型控制时的方波逆变器电压利用率（约为1.1）低。那么，为何方波控制时的电压利用率较高呢？ddUU866. 02/3ddUU1 . 1/324.2.3.4 三相电压型正弦波逆变器的三相电压型正弦波逆变器的PWM控制控制 2. 鞍形调制波SPWM控制实际上，180导电型方波控制可由以180方波为调制波且调制度为1时的方波PWM控制来等效。此时，虽然方波调制波调制度为1（临界过调制），但由于其方波调制波中对应基波的调制度已大于1（过调制），从而使电压利用率得以提高

29、。因此，为了提高SPWM控制时的电压利用率，最直接的方法就是使正弦调制波的峰值大于三角载波的峰值，使SPWM过调制。但这种使正弦调制波过调制的SPWM控制，在其输出基波幅值增加的同时（提高了电压利用率），必然导致波形畸变，从而使SPWM输出谐波增加。 4.2.3.4 三相电压型正弦波逆变器的三相电压型正弦波逆变器的PWM控制控制 2. 鞍形调制波SPWM控制如何在不增加SPWM输出谐波的同时，有效地提高电压型逆变器SPWM控制时的电压利用率呢？ 试设想：如果能在PWM调制波信号临界过调制时使调制波信号中的使调制波信号中的基波分量过调制基波分量过调制，并且由此而导致的三相调制波信号的畸变并不影三

30、相调制波信号的畸变并不影响三相电压型逆变器响三相电压型逆变器SPWM线电压的波形品质线电压的波形品质，就可以实现在不增加谐波的同时，有效地提高电压型逆变器SPWM控制时的电压利用率。 对于三相对称无中线输出的电压型逆变器，由于不存在中线，若在每相相电压中引入零序电压，由于三相零序电压的瞬时值相等，因此，零序电压的引入将不会改变输出线电压波形。 4.2.3.4 三相电压型正弦波逆变器的三相电压型正弦波逆变器的PWM控制控制 2. 鞍形调制波SPWM控制如果在三相电压型逆变器每相桥臂的正弦调制波信号中引入零序分量，虽然会使调制波信号发生畸变，但利用这种畸变的调制波信号进行PWM控制，其结果并不会影

31、响三相电压型逆变器的线电压波形品质 是一种基于线电压的SPWM控制方案。如何引入某种特定的零序调制分量，并使其能极大地提高三相电压型逆变器的电压利用率。4.2.3.4 三相电压型正弦波逆变器的三相电压型正弦波逆变器的PWM控制控制 2. 鞍形调制波SPWM控制 最简单的零序分量可选择三次谐波三次谐波。由于三次谐波的引入，原正弦调制波变成鞍形调制波，而鞍形调制波在90两侧可形成类似的“平顶”，从而有效地提高三相电压型逆变器的电压利用率。4.2.3.4 三相电压型正弦波逆变器的三相电压型正弦波逆变器的PWM控制控制3. 综合优化SPWM控制（叠加（叠加3 3倍次谐波和直流分量）倍次谐波和直流分量）

32、叠加up，既包含3倍次谐波，也包含直流分量，up大小随正弦信号的大小而变化。设三角波载波幅值为1，三相调制信号的正弦分别为urU1、urV1和urW1，并令 则三相的调制信号分别为prW1rWprV1rVprU1rUuuuuuuuuu1),min(rW1rV1rU1puuuuucur U 1ur V 1ur W 1uuU N Ud-UdOtOur Uur Vur WucOtOOOOtttttuV N uW N uU Vu1-11-1-0 .5uP2Ud2Ud4.2.3.4 三相电压型正弦波逆变器的三相电压型正弦波逆变器的PWM控制控制 不论urU1、urV1和urW1幅值的大小，urU、urV

33、、urW总有1/3周期的值和三角波负峰值相等。在这1/3周期中，不对调制信号值为-1的相进行控制，只对其他两相进行控制，这种控制方式称为两相控制方式两相控制方式 优点优点 （1）在1/3周期内器件不动作，开关损耗减少1/3 （2）最大输出线电压基波幅值为Ud，直流电压利用率提高 （3）输出线电压不含低次谐波，优于梯形波调制方式ucur U 1ur V 1ur W1uuUN Ud- UdOtOur Uur Vur WucOtOOOOtttttuVN uWN uUVu1- 11- 1- 0 . 5uP2Ud2Ud4.2.3.5 SPWM谐波及其特征 使用载波对正弦信号波调制，会产生和载波有关的谐波

34、分量。 谐波频率和幅值频率和幅值是衡量PWM逆变电路性能的重要指标之一。 为了定量评价SPWM输出波形的品质，必须定量研究SPWM谐波及其特征。 SPWM的波形调制包括同步调制和异步调制。 考虑到同步调制是异步调制的特例，因此，这种双重傅立叶级数谐波分析法也同样适用于SPWM的同步调制。4.2.3.5 SPWM谐波及其特征1. 单相双极性单相双极性SPWM谐波及其特征谐波及其特征以载波角频率为基准并采用双重傅立叶级数谐波分析法，可以推导出单相电压型逆变器采用双极性SPWM控制时的输出电压谐波方程1,3,5,42sin()sincos2LssmmMEmuMEtmNtm0J1,2,1, 2,42s

35、incos22nsmmmMJEmnnmNntnm (4-42) m 相对于载波的谐波次数；N相对于调制波的谐波次数。当单相电压型逆变器采用双极性SPWM控制时，其基波幅值与调制度成正比，故通过调节正弦调制波的幅值就可以调节输出电压。 4.2.3.5 SPWM谐波及其特征1. 单相双极性单相双极性SPWM谐谐波及其特征波及其特征当时，根据式(4-42)可画出单相电压型逆变器采用双极性SPWM控制时等于任意正整数时的频谱分布及谐波幅值与M的关系。其PWM波形中不含低次谐不含低次谐波波，其谐波主要分布在载波角频率c以及2 c 、 3 c附近，并以载波角频率c附近的谐波幅值为最大。4.2.3.5 SP

36、WM谐波及其特征2. 单相单极性单相单极性SPWM谐波及其特征谐波及其特征以载波角频率为基准并采用双重傅立叶级数谐波分析法，可以推导出单相电压型逆变器采用单极性SPWM控制时的输出电压谐波方程 1,2,1, 3,2sin()cosLsmmEuMEtm sinnsJmMmNntnm (4-43)由式(4-43)可以画出单相电压型逆变器采用单极性SPWM控制时的频谱分布及谐波幅值与M的关系，如图4-45所示。 4.2.3.5 SPWM谐波及其特征2. 单相单极性单相单极性SPWM谐波及其特征谐波及其特征载波采用单极性三角波的单极性SPWM波形的谐波含量比载波采用双极性三角波的双极性SPWM波的谐波含量要小得多。 其PW