毕业设计小功率开关磁阻电机控制与驱动系统的设计

1、摘要本文首先介绍了开关磁阻电机（SRM）在国内外的发展状况，接着介绍了开关磁阻电机调速系统（SRD）的特点、应用领域和目前研究的热点；并对开关磁阻电机的运行原理和电磁特性及其数学模型进行阐述，建立了开关磁阻电机的线性电感模型，在此基础上分析了开关磁阻电机的电磁转矩，进而得到开关磁阻电机的调速控制方法。其次，详细介绍了开关磁阻电机调速系统的各个组成部分，并介绍了目前常用的控制方法，分析了各种控制方法的优缺点，在此基础上，本文结合4kW/513V、三相12/8极开关磁阻电机进行了系统的软硬件设计。硬件设计包括对开关磁阻电机调速系统的功率变化器主电路的设计及参数选择，设计中采用功率MOSFET为主开

2、关器件，以驱动芯片TLP250为核心设计驱动电路；以单片机AT89C51和电机智能控制模块为核心设计控制电路；此外还设计了位置检测电路、电流检测电路、逻辑综合电路和数码显示电路等。其中电机智能控制模块实现速度、电流双PI调节、PWM生成、电流保护、斩波比较等功能；单片机负责判断转子的位置信息，并综合各种保护信号和给定信息，以及转速情况，给出相通信号及电流斩波阈值。在控制软件设计中采用模块化编程，增强了程序的通用性和可读性。关键词：开关磁阻电机； 控制； AT89C51； 功率MOSFETABSTRACTABSTRACT: Firstly, the thesis not only present

3、s the developing status ofthe SRD system both in domestic and abroad，but also introduces the configuration application area and research hotspot of SRD system，and then expatiate the electromagnetism principle and mathematic model of SRM, establishes liner inductance model ofSRM, then analysis electr

4、omagnetism torque of SRD system based on linear inductancemodel，get thecontrol method of SRDsystem finally.Secondly, the thesis introducesall parts of SRDsystem in detail, and introduces the control method now used, give out the advantage and disadvantage of any method. And then the thesis designs t

5、he hardware and software of the SRD system based on4kW/513V,12/8 SRM. Hardware implementation including of choosing the structure and parameter of power converter with its power component-POWER MOSFET; As the core driver circuit to drive the chip TLP250; The control circuit with the core components-

6、AT89C51motor intelligent module is designed. Also the position sensor testing circuit, current sensor testing circuit, logic synthesis circuit and digital display circuit are designed. The function ofmotor intelligent circuits to-realize dual PI adjusterofspeedandcurrent, PWM generation, current pro

7、tection, chop-wave comparisonWhile the function of AT89C51 is to judge rotator location information, synthesize various protection signal andcommanded information, and speed condition, then give the phase on/off signal and chopped current limited value. The software of system is programmed. The Modu

8、lar Structured programming makes the program readable andmodifiable.KEYWORDS: SRM; CONTROL; AT89C51; POWERMOSFET 目录摘要IABSTRACTII第一章绪论11.1 开关磁阻电机的发展11.2开关磁阻电机调速系统的特点和应用领域11.3当前的主要研究热点和发展方向31.4本课题主要工作4第二章 开关磁阻电机的基本理论分析52.1开关磁阻电动机调速系统的组成52.2开关磁阻电动机结构与运行原理52.3 开关磁阻电机的基本方程72.4 基于理想线性模型的SR电动机分析82.4.1 SR电机

9、的相电感模型82.4.2 SR电机的电磁转矩92.5 考虑磁路饱和时SR电动机的分析102.6 SR电机的基本控制方式122.7 开关磁阻电机调速系统总体方案的确定13第三章 小功率开关磁阻电机驱动系统硬件设计153.1开关磁阻电机的参数153.2功率变换器的结构设计15主电路拓扑结构介绍15功率电路的设计19功率变换器的驱动电路设计213.2.4 功率缓冲（吸收）电路设计2233驱动系统设计243.3.1总体设计243.3.2控制核心AT89C51功能253.3.3 电机智能控制模块MCSRD9800253.3.4 位置检测部分设计283.3.5 电流检测部分设计303.3.6角度细分电路3

10、13.3.7 D/A转换与斩波电路323.3.8 优先编码电路33逻辑综合电路34显示电路343.3.11单片机最小系统35第四章 4KW开关磁阻电机驱动系统软件设计374.1主程序374.2运行子程序394.3相中断程序414.4 INTO中断子程序434.5 软件抗干扰措施43致谢45参考文献46第一章 绪论1.1 开关磁阻电机的发展20世纪60年代以前，在需要可逆、可调速与高性能的电气传动技术领域中，直流传动系统一直占领统治地位。自60年代以后，随着电力电子技术、微电子技术和现代控制理论的发展，交流电气传动技术发生了日新月异的变化，特别是异步电动机矢量控制和直接转矩控制理论的产生及应用技

11、术的推广，使得异步电动机变频调速系统具备了宽调速范围、高稳态精度，快速动态响应及四象限运行等良好的技术性能，其动、静态特性完全可以和直流传动系统相媲美，于是出现了交流传动取代直流传动的趋势。但是，异步电动机变频调速系统也尚有一些未尽如人意之处。 正是在电气传动技术得到迅猛发展的时代背景下，20世纪80年代国际上推出了一种新型交流电动机调速系统开关磁阻电动机调速系统。它融新的电动机结构开关磁阻电动机(Switched Reluctance Motor，简称SR电动机)与现代电力电子技术、控制技术为一体，兼有异步电动机变频调速系统和直流电动机调速系统的优点，已成为当代电气传动的热门课题之一。1.2

12、 开关磁阻电机调速系统的特点和应用领域开关磁阻电机是一种新型调速电机，调速系统兼具直流、交流两类调速系统的优点，是继变频调速系统、无刷直流电动机调速系统的最新一代无极调速系统。开关磁阻电机调速系统的特点：（1） 电动机结构简单、成本低、适用于高速开关磁阻电机的结构比鼠笼式感应电动机还要简单，其突出的优点是转子上没有绕组，因此不会有鼠笼式感应电动机制造过程中鼠笼铸造不良和使用中的断条等问题。开关磁阻电动机的转子机械弹性很好，可以用于超高速运转（如1000r/min）。在定子方面，它只有几个集中绕组，因此制造简单，绝缘容易。（2）各相工作独立、系统可靠性高从电动机的电磁结构上看，各相绕组和磁路相互

13、独立，各自在一定轴角范围内产生电磁转矩。而不像在一般电动机中必须在各相绕组和磁路共同作用下产生圆形旋转磁场，电动机才能正常运转。从控制器结构上看，各相电路各自给一相绕组供电，一般也是相互独立工作。可见，当电动机一相绕组或控制器一相电路发生故障时，只须停止该相工作，电动机除总输出功率能力有所下降外，并无其他影响，因此开关磁阻电动机调速系统可以构成可靠性很高的系统，可以适用于一些特殊的场合，比如航天领域。（3）功率电路简单可靠开关磁阻电机转矩方向只与各相通电顺序有关，而和绕组电流的方向无关，即只需要单方向绕组电流，故功率电路可以做到每相一个功率开关。对比感应电动机绕组需流过双向电流，向其他供电的P

14、WM变频器中功率电路每相需两个功率元件。因此开关磁阻电机调速系统较PWM变频器功率电路中所需的功率元件少，电路结构点单，另外，感应电动机PWM变频器功率电路中每桥臂两个功率开关直接跨接在直流电源侧，易发生直通短路烧毁功率元件。而开关磁阻电机调速系统中每个功率元件均直接与电动机绕组相串联，根本上避免了直通短路现象，因此开关磁阻电动机调速系统中功率电路的保护电路可以简化，即降低了成本，又具有较高的工作可靠性。（4）起动转矩高，启动电流小控制器从电源侧吸收较少的起动电流，在电机侧得到较大的起动转矩是开关磁阻电动机调速系统的一大特点。典型的产品数据是：起动电流为15%额定电流时获得起动转矩为100%的

15、额定转矩；起动电流为额定值的30%时，起动转矩可达额定值150%。对比其他调速系统的起动特性，如直流电动机100%起动电流，获得100%起动转矩；鼠笼感应电动机为300%的起动电流，获得100%的起动转矩。起动电流小起动转矩大的优点还可以延伸到低速运行段，因此该系统十分适合那些需要重载起动和较长时间低速重载运行的机械，如电动车辆。（5） 可控参数多，调速性能好控制开关磁阻电机的主要运行参数和常用方法有：开通角，电流PWM，电压PWM等。可控参数多，意味着控制灵活方便，可以根据对电动机的运行要求和电动机的情况，采用不同的控制方法和参数值，既可以使之运行于最佳状态（如最大出力、效率最高等），还可以

16、使之实现各种不同的功能和特性曲线。如使电动机具有完全相同的四象限运行能力，并具有高速起动转矩和串激电动机的负载能力曲线。（6）适用于频繁启动、停车以及正反转运行开关磁阻电动机调速系统具有的高起动转矩，低起动电流的特点，使之在起动过程中电流冲击小，电动机和控制器发热与连续额定运行时相比还小。可控参数多使之能在制动运行同电动运行具有同样优良的转矩输出能力和工作特性。二者综合作用的结果必然使之适用于频繁启动、停车以及正反转运行，次数可达1000次/小时。（2） 效率高，损耗小开关磁阻电动机调速系统是一种非常高效的系统。这是因为一方面电动机转子上无绕组，没有铜耗，另一方面电动机可控参数多，灵活方便，易

17、于在宽转速范围和不同负载下实现高效优化控制。其系统效率在很宽范围内都在87%以上，这是其他一些调速系统不容易达到的。将该系统和PWM变频器带鼠笼感应电动机的系统进行比较。该系统在不同转速和不同负载下效率均比变频器系统高，一般要高5%左右。开关磁阻电动机调速系统作为一种新型的调速系统，兼有直流传动和普通交流传动的优点，以向各种传统调速系统挑战的势头正在逐步应用在家用电器、一般工业、伺服与调速系统、牵引电动机、高速电动机、航天器械以及汽车辅助设备等领域，显示出强大的市场竞争力。开关磁阻电动机由于具有串励直流电动机的特性，因此在发展的初期主要应用在电力机车的牵引上。随着进一步的发展，开关磁阻电动机调

18、速系统将逐渐占据电气传动市场。另外，对于低压、小功率的应用场合，开关磁阻电动机远优于普通的异步电动机和直流电动机。例如使用开关磁阻电动机驱动风扇、泵类、压缩机等，可以在宽广的速度范围内实现高效率的运行，且节能明显，可以在短期内收回成本。经济型小功率开关磁阻电动机调速系统有广阔的市场，尤其是在家用电器方面的应用。1.3 当前的主要研究热点和发展方向开关磁阻电动机调速系统同样也存在一些自身的不足和缺点，这主要表现在以下几个方面：（1）系统采用的是磁阻式电动机，其能量转换密度低于电磁式电动机。（2）开关磁阻电动机运行时转矩脉动较大，通常转矩脉动的典型值为±15%，由转矩脉动导致的噪声问题以

19、及待定频率下的谐振问题也较为突出。（3）开关磁阻电动机相数越多，主接线数越多。（4）系统运行需要电动机位置信号的反馈，而位置传感器的引入使电动机结构复杂，安装调试困难。电动机和控制器之间的连线增加，而且位置传感器的分辨率有限，使系统的运行性能下降。（5）笼型异步电动机可以直接接入电网稳定运行，可以没有控制环节，而开关磁阻电动机必须配合控制器才能稳定工作。针对上述缺点，国内外对开关磁阻电动机调速系统做了进一步的研究，研究的方向有：进一步完善开关磁阻电动机的设计理论，建立一套效率高、适用于工程设计要求的优化设计法。（6） 加强对铁心损耗理论的研究。（7） 加强对转矩脉动及噪声的理论研究，提高电机的

20、功率因数。（8） 改善电机静态及动态性能仿真模型。（9） 完善开关磁阻电动机、功率变换器及控制器三者之间的协调设计。（10） 实用无位置传感器方案的研究。（11） 开关磁阻电机转矩波动最小化技术。14本课题主要工作基于优良的性能特点，研究开关磁阻电机调速系统具有十分重要的意义。本文在以前研究工作的基础上，研究小功率开关磁阻电机的驱动系统，设计一个开关磁阻电机的驱动系统控制器。论文的主要工作包括以下几个方面： 1介绍开关磁阻电机调速系统的发展、基本特点和应用领域及发展方向； 2从理论方面深入研究分析开关磁阻电机的结构和运行原理； 3研究开关磁阻电机调速系统的组成、控制方法和运行原理； 4功率变换

21、器电路设计和驱动系统的硬件电路设计； 5编写控制系统的软件设计流程，实现控制策略；第二章 开关磁阻电机的基本理论分析21开关磁阻电动机调速系统的组成开关磁阻电动机调速系统是一种新型机电一体化交流调速系统，主要由四部分组成：开关磁阻电动机、功率变换器、控制器和检测器,如图2-1所示。 图2-1 开关磁阻电机调速系统(SRD)框图第二章 SR电动机是SR系统中实现机电能量转换的部件，其结构和工作原理都与传统电机有较大的差别。2功率变换器是SRD系统能量传输的关键部分，是影响系统性能价格比的主要因素，起控制绕组开通与关断的作用。由于SR电机绕组电流是单向的，使得功率变换器主电路不仅结构简单，而且相绕

22、组与主开关器件是串联的，可以避免直通短路危险。SR电机的功率变换器主电路的结构形式与供电电压、电动机相数及主开关器件的种类有关。 3控制器是SRD系统的核心部分，其作用是综合处理速度指令、速度反馈信号及电流传感器、位置传感器的反馈信息，控制功率变换器中主开关器件的通断，实现对SR电动机运行状态的控制。 4检测单元由位置检测和电流检测环节组成，提供转子的位置信息以决定各项绕组的开通与关断，提供电流信息来完成电流斩波控制或采取相应的保护措施以防止过电流。22开关磁阻电动机结构与运行原理 SR电动机的运行遵循“磁阻最小原理”磁通总是沿磁阻最小的路径闭合。当定子某相绕组通电时，所产生的磁场由于磁力线扭

23、曲而产生切向磁拉力，试图使相近的转子极旋转到其轴线与该定子极轴线对齐的位置，即磁阻最小位置。图2-2 SR电动机结构原理图下面以三相128极开关磁阻电动机为例，来说明开关磁阻电动机的运行机理。 如图2-2所示，图中只画出了A相绕组及供电线路，其他各相与之相同。其中S1、S2是功率电子开关，D1、D2是二极管，E是直流电源。当定子A相磁极轴线OA与转子磁极轴线Oa不重合时，开关Sl、S2合上，A相绕组通电，电动机内建立起以OA为轴线的径向磁场，磁通通过定子轭、定子极、气隙、转子极、转子轭等处闭合。通过气隙的磁力线是弯曲的，此时磁路的磁导小于定、转子磁极轴线重合时的磁导，因此，转子将受到气隙中弯曲

24、磁力线的切向磁拉力产生转矩的作用，使转子逆时针方向转动，转子磁极的轴线Oa向定子A相磁极轴线OA趋近。当OA和Oa轴线重合时，转子已达到平衡位置，即当A相定、转子极对极时，切向磁拉力消失，转子不再转动。此时打开A相开关S1、S2，合上B相开关，即在A相断电的同时B相通电，建立以B相定子磁极为轴线的磁场，电动机内磁场沿顺时针方向转过，转子在磁场磁拉力的作用下继续沿着逆时针方向转过。依此类推，定子绕组A-B-C三相轮流通电一次，转子逆时针转动了一个转子极距，对于三相1 28极开关磁阻电动机，定子磁极产生的磁场轴线则顺时针移动了3×30=90空间角。可见，连续不断地按A-B-C-A的顺序分

25、别给定子各相绕组通电，电动机内磁场轴线沿A-B-C-A的方向不断移动，转子沿A-C-B-A的方向逆时针旋转。如果按A-C-B-A的顺序给定子各相绕组轮流通电，则磁场沿着A-C-B-A的方向转动，转子则沿着与之相反的A-B-C-A方向顺时针旋转。 综上所述，我们可以得出以下结论：SR电动机的转动方向总是逆着磁场轴线的移动方向，改变SR电动机定子绕组通电顺序，即可改变电机的转向；而改变通电相电流的方向，并不影响转子转动的方向。另外，当主开关器件S1、S2导通时，A相绕组从直流电源E吸收电能，而当主开关器件S1、S2关断时，绕组电流经过续流二极管D1、D2继续流通，并回馈给电源E，因此开关磁阻电动机

26、传动系统的共性特点是具有再生作用，系统效率高。23 开关磁阻电机的基本方程SR 电机的工作原理和结构比较简单，但由于电机的双凸极结构和磁路的饱和、涡流与磁滞效应所产生的非线性，加上电机运行期间的开关性和可控性，使得电机的各个物理量随转子位置周期性变化，定子绕组的电流和磁通波形极不规则，难以简单地用传统电机的分析方法解析计算。不过，SR电机内部的电磁过程仍然建立在电磁感应定律、全电流定律等基本的电磁定律之上，由此可以写出SR电机的基本方程式。但基本方程式的求解是一项比较困难的工作。对SR电机基本方程的求解有线性模型、准线性模型和非线性模型三种方法。线性模型法是在一系列简化条件下导出的电机转矩与电

27、流的解析计算式，虽然精度较低，但可以通过解析式了解电机工作的基本特性和各参数之间的相互关系，并可作为深入探讨各种控制方法的依据，基于此，接下来简单介绍一下开关磁阻电机的基本方程。（1）电压方程根据电磁感应定律，施加在各定子绕组端的电压等于电阻压降和因磁链变化而产生的感应电势作用之和，第k相绕组电压方程：(2-1)式中：第k相绕组的端电压第k相绕组的电阻第k相绕组的电流第k相绕组的磁链（2）磁链方程SR电机各相绕组的磁链是本相绕组的相电流与电感、其余各相绕组相电流与互感以及转子位置角的函数，但对于SR电机的自感而言，各相绕组之间的互感相对比较小。根据线性化分析法，在计算过程中，忽略SR电机中各相

28、绕组间互感。那么可得磁链方程为：（2-2）由于SR电机磁路的非线性，所以每相电感是相电流和转子位置角的函数，将(2-2)代入(2-1)中可得：（2-3）由公式(2-3)表明，电源的电压可分为三部分压降。在公式(2-3)的等式右端第一项表示第k相回路的电阻压降：第二项表示由电流变化引起的磁链变化而感应的电动势，也称作为变压器电动势；第三项表示由转子位置变化引起绕组中磁链变化而感应的电动势，也称作为运动电动势。（3）机械运动方程SR电机在电磁转矩和负载转矩作用下，根据牛顿运动定律，则可以写出转子的机械运动方程为: （2-4） 式中：电磁转矩。系统的转动惯量。摩擦系数。负载转矩。（4）转矩方程SR电

29、机内的电磁转矩，可以通过磁共能和对转子位置角的关系表达，其具体方程为：（2-5） 式中 绕组的磁共能2.4 基于理想线性模型的SR电动机分析SR电机的相电感模型由前面所述可知，SR电动机内部的电磁关系非常复杂，所以很难准确计算出电机磁路的关系。本文为了弄清楚电机内部的电磁关系，对电机进行线性模式分析。假设不计电机磁路饱和的影响，绕组的电感与电流大小也无关，并忽略磁通的边缘效应和所有的功率损耗，这样得到的相电感即是理想的相电感，其理想化的相电感随转子位置角变化的规律如图2-3所示。图2-3定、转子相应位置与相绕组电感曲线在图2-3中，令定子凸极中心与转子凹槽中心重合的位置为=0的位置。此时的相电

30、感是最小值在范围内转子凸极与定子凸极不重叠，相电感始终保持为最小值，这时磁阻是最大的。当转子转到位置后，转子凸极的前沿开始与定子凸极的后沿对齐。此后，转子和定子开始随着转子角的增加而部分重叠，相电感开始线性地增加，直到位置为止，这时转子凸极的前沿与定子凸极的前沿对齐。因为转子与定子凸极完全重合，所以这时相电感达到最大值，但磁阻最小，这种情况一直保持到的位置。是转子凸极的后沿与定子凸极的后沿对齐的位置，转过后，转子和定子开始随着转子角的增加而部分错开，相电感开始线性地下降，直到转子凸极的后沿与定子凸极的前沿对齐，即到位置。随后，转子凹槽开始进入定子凸极区域，相电感重新减到最小值，磁阻最大。以此类

31、推进行循环。其理想化的相电感与转子位置角的线性方程式为：（2-6） 式中，定子磁极弧。 SR电机的电磁转矩在理想的线性模型中，如果假设SR电机的磁路不饱和，则有：（2-7） 从而得出电磁转矩为：（2-8） 将电感与位置角的线性方程代入(28)，可得：（2-9）通过(2-9)式，我们可以得出如下结论：（1）由于转子转动时气隙磁导变化的发生，从而产生了SR电机的电磁转矩，电感对位置角的变化率越大，转矩就越大。还可以得出，SR电机的转子数越少，越可以增大电感对位置角的变化率，也就有利于增大电机的出力。（2）从式中可以看出，电磁转矩的大小与电流的平方成正比。因此可以通过增大电流的大小直接增大SR电机的

32、电磁转矩。（3）在电感曲线的上升阶段通电时，旋转电动势为正，绕组的电流产生正向转矩；在电感的最大阶段通电，旋转电动势为零，如果绕组在这个区域有电流流过，只能回馈给电源，不产生转矩；在电感曲线的下降阶段通电，因旋转电动势为负，从而产生制动转矩。因此，可以通过改变绕组的通电时间来改变转矩的方向，而改变电流的方向不会改变转矩的方向。（4）为了得到较大的电磁转矩，一方面，在绕组电感随转子位置上升区域应尽可能地流过较大的电流，所以开通角一般要设计在之前；另一方面，为了能减少制动转矩，即在绕组电感开始随转子位置减少之前应尽快使绕组电流衰减到零，所以关断角一般要设计在之前，本文中关断角取，即电感上升区域的中

33、间位置。2.5 考虑磁路饱和时SR电动机的分析基于非线性模型的SR电动机分析十分复杂，必须借助数值算法（包括电磁场有限元分析、数字仿真等方法）实现。为了避免繁琐的计算，又近似考虑磁路的饱和效应，常借助准线性模型：将实际非线性磁化曲线作分段线性的近似处理，且忽略磁耦合的影响。分段线性化的方法有多种。图2-4为SR电动机分析中常用的一种准线性模型的磁化曲线，即用两段线性特性来近似一系列非线性磁化曲线。其中一段为磁化特性的非饱和段，其斜率为电感的不饱和值；另一段为饱和段，可视为与=0位置的磁化曲线平行，斜率为。图中的是根据对齐位置下磁化曲线决定的，一般定在磁化曲线开始弯曲处。图2-4 分段线性磁化曲

34、线基于图2-4的SR电动机准线性模型，写出绕组电感L（i，）的分段解析式为：（2-10）式中，定子磁极弧。利用磁化曲线算出磁共能，然后对转子位置角求导数，即可算出电磁转矩：（2-11）由于SRD系统的控制模式不同，相电流波形不同，统一的SR电机平均电磁转矩解析式难以得到。在相电流为理想平顶波的情况下，SR电机平均电磁转矩的解析式为：（2-12）上述基于准线性模型的计算方法多用于分析计算功率变换器和控制策略中。从式（2-11）可以看出：当SR电动机运行在电流值很小的情况下时，磁路不饱和，电磁转矩与电流平方成正比；当运行在饱和情况下时，电磁转矩与电流的一次方成正比。这个结论可以作为制定控制策略的依

35、据。从式（2-12）可以看出：当开关磁阻电机一旦确定，相数m和转子齿极数就固定了，电磁转矩由外施电压、角速度、开通角和关断角决定。基于此，本设计采用如下策略：在低速运行时，为了限制绕组电流不超过允许值，可以调节外施电压、开通角和关断角三个控制量。为了在基速以下获得恒转矩特性，则可以固定开通角和关断角，通过斩波控制外施电压。即低速时本设计采用电流斩波控制（CCC）。在基速以上、第二临界转速以下，可以保持外施电压不变，通过调节开通角和关断角获得恒功率特性。也即采用角度位置控制(APC)。2.6 SR电机的基本控制方式(一)、角度位置控制角度控制就是对决定SR电机性能的两个主要控制参数开通角和关断角

36、进行最优控制。通过改变开通角和关断角，可实现电磁转矩性质、大小和相电流波形的最优控制，从而最佳地调节SRM的效率、转子转速以及转向。在假设转速、母线电压不变的情况下，固定并调节随着的增加，开通电流时间增加；同理，当固定，调节，随着的减小，开通电流时间增加。并且调节，相电流的改变更加显著。(二)、电流斩波控制电流斩波控制就是保持开通角和关断角不变，通过给定的允许电流上限幅值和下限幅值来控制有效电压的导通时间。开通角位置功率电路开关器件导通，绕组电流从O开始上升，当电流超过指令值达到电流上限值时，开关器件关断切断绕组电流，绕组承受反压，电流快速下降。经一段时间后，电流低于指令值达到电流下限值时，重

37、新使开关器件导通，绕组在正向电压作用下电流又开始回升，不断重复这一过程，则形成斩波电流波形，直至关断角位置功率开关器件关断，电流衰减至0，SRM进行换向，对换向后的绕组仍然采用电流斩波控制。(三)、电压斩波控制电压斩波控制是SRM在低速运行时，利用电压PWM控制器对绕组采样电流与指令电流进行跟踪控制。开通角位置功率电路开关器件按最大占空比导通，绕组电流从0开始上升，当电流超过指令值时，通过PID调解器或其他控制算法减小开关器件导通的占空比，使绕组电流减小并接近指令电流；当绕组电流小于指令电流时，再增大开关器件导通的占空比，使绕组电流又开始增长并接近指令电流，以后不断重复这一过程，形成电压斩波控

38、制，直至关断角位置功率开关器件完全关断，电流衰减至0，SRM换向，对换向后的绕组仍采用电压斩波控制。2.7 开关磁阻电机调速系统总体方案的确定根据开关磁阻电机调速系统的组成可以得到SRD控制系统的原理图，如下图2-5所示.SRD系统采用转速外环、电流内环的双闭环控制。转速调节器是根据转速误差(给定转速与实际转速之差)给出电流参考值，电流参考值与电流反馈值通过电流调节器输出的信号和换相逻辑信号进行逻辑“与"后输出的信号来控制功率变换器的开通与关断，通过调压开关对电机各相绕组供电电源平均值的控制来实现调速。换相逻辑是通过电机转角和给定开通角、关断角来决定的。图2-5 SRD控制系统原理图

39、 综上所述,本设计采用电流调节和控制方式相结合的调节方法，在低速时采用电流斩波控制，此时电流闭环；高速时采用角度位置控制即单脉冲控制，此时电流开环。第三章 小功率开关磁阻电机驱动系统硬件设计本课题设计的4kW开关磁阻电机驱动系统的硬件设计主要分为两大部分：即功率变换器电路的设计和驱动系统设计。功率变化器电路设计包括功率变换器主电路设计及功率元件定额选型、功率变换器主开关器件驱动电路设计及缓冲电路设计。驱动系统设计以ATMEL公司的单片机AT89C51和电机智能控制模块MCSRD9800为控制核心，包括控制核心单片机AT89C51的资源分配和外围电路设计、电机智能控制模块MCSRD9800的使用

40、、位置检测环节的设计、电流检测环节的设计、DA转换电路设计、驱动控制信号的逻辑综合以及单片机最小电路设计。本章将按以上部分详细介绍4kW开关磁阻电动机驱动系统的硬件设计。 3.1样机的参数本设计使用的样机是一台三相128极开关磁阻电动机，电动机的主要参数如下：额定功率4kW，额定电压513V，额定转速1000rmin，额定工况下绕组的平均电流5A，有效值电流9A，峰值电流19A。整套系统的设计都是以这些参数为基础的。3.2功率变换器的结构设计主电路拓扑结构介绍SRD的功率变换器电路结构有多种，不同结构电路的主开关器件数量与定额、能量回馈方式及适用场合均不同。功率变换器常见的主电路形式如下：(1

41、) 双开关型主电路如图3-1所示，双开关型功率变换器每相有两只主开关和两只续流二极管。当两只主开关VT1和VT2同时导通时，电源Us向电机相绕组供电；当VT1和VT2同时关断时，相电流沿图中箭头方向经续流二极管VD1和VD2续流，将电机的磁场储能以电能形式迅速回馈电源，实现强迫换相。这种结构的主要优点：一是开关器件电压容量要求比较低，特别适合于高压和大容量场合；二是各相绕组电流可以独立控制，且控制简单。缺点是开关器件数量较多。图3-1双开关型主电路图3-2双绕组型主电路(2) 双绕组型主电路图3-2为双绕组型主电路，每相均有主、副两个绕组。主开关VT1导通时，电源对主绕组供电，形成图示实线箭头

42、方向的电流；当VT1关断时，靠磁耦合将主绕组的电流转移到副绕组，通过二极管VD1续流（续流电流方向为图中虚线箭头方向），向电源回馈电能，实现强迫换相。为了保证主、副绕组之间紧密耦合，通常主、副绕组是双线并绕而成，同名端反接，其匝数比为1:1。双绕组型功率变换器电路简单，每相只有一个开关管，开关元件少，这是它最大的优点。但是主开关除了要承受电源电压外，还要承受副绕组（续流时）的互感电动势。如设主、副绕组的匝数比为1:1，并认为它们完全耦合，则主开关的额定工作电压应为2Us。实际上，主、副绕组之间不可能完全耦合，致使在VT1关断瞬间，因漏磁及漏感作用，其上会形成较高的尖峰电压，故VT1需要有良好的

43、吸收回路才能安全工作。另外，由于采用主、副两个绕组，电机槽及铜线利用率低，铜耗增加，体积增大。这种主电路可适用于任意相数的开关磁阻电机，尤其适宜于低压直流电源（如蓄电池）供电的场合。(3) 电容分压型主电路电容分压型主电路也叫电容裂相型主电路或双电源型主电路，是四相SRM广泛采用的一种功率变换器电路，其电路结构如图3-3所示。这种结构的功率变换器每相只需要一个功率开关器件和一个续流二极管，各相的主开关器件和续流二极管依次上下交替排布；电源Us被两个大电容C1和C2分压，得到中点电位U01/2Us（通常C1=C2），四相绕组的一端共同接至电源的中点。在这种电路中，SRM采用单相通电方式，当上桥臂

44、的开关管VT1导通时，A相绕组从电容C1吸收电能；当VT1断开时，则VD1导通，A相绕组的剩余能量回馈给电容C2。而当下桥臂VT2导通时，绕组B从C2吸收电能；当VT2断开时，B相绕组的剩余能量经VD2回馈给C1。因此，为了保证上、下两个电容的工作电压对称，该电路仅适用于偶数相SRM。由于采用电容分压，加到电机绕组两端的电源电压为1/2Us，电源电压的利用率降低。在同等功率情况下，主开关器件的工作电流为双开关型图3-3电容分压型主电路电路中功率器件的两倍。而每个主开关器件和续流二极管的额定工作电压为Us+U（U是换相引起的瞬时电压）。电容分压型功率变换器电路有以下特点：每相只用一个主开关，功率

45、器件少，结构最简单；电机的相数必须是偶数，上下两路负载必须均衡；在实际工作时，由于分压电容不可能很大，中点电位是波动的。在低速时波动尤为明显，甚至可能导致电机不能正常工作；需要体积大、成本高的高压大电容；电源电压的利用率低，适用于电源电压较高的场合。(4) H桥型主电路如图3-4所示，H桥型主电路比四相电容分压型功率变换器主电路少了两个串联的分压电容，换相的磁能以电能形式一部分回馈电源，另一部分注入导通相绕组，引起中点电位的较大浮动。它要求每一瞬间上、下桥臂必须各有一相导通。本电路特有的优点是可以实现零电压续流，提高系统的控制性能。H桥型主电路只适用于四相或四的倍数相SRM，它也是四相SRM广

46、泛采用的一种功率变换器主电路形式。实际上，四相电容分压型主电路采用两相导通方式时，其工作情况和H桥型主电路是相同的。图3-4 H桥型主电路图3-5三相公共开关型主电路(5) 公共开关型主电路图3-5所示的电路是公共开关型功率变换器主电路，除每相各自有一个主开关外，各相还有一个公共开关VT。公共开关对供电相实施斩波控制，当VT和VT1同时导通时，电源向A相绕组供电；当VT1导通、VT关断时，A相电流经VD续流；当VT和VT1都关断时，电源通过VD和VD1反加于A相绕组两端，实现强迫续流换相；若VT导通，VT1关断时，相电流将经VD1续流，因A相绕组两端不存在与电源供电电压反极性的换相电压，不利于

47、实现强迫换相。具有公共开关器件的功率变换器电路，有一只公共开关管在任一相导通时均开通，一只公共续流二极管在任一相续流时均参与。该电路所需开关器件和二极管数量较双开关型电路大大减少，可适于相数较多的场合，其造价明显降低。但相数太多，公共开关管的电流定额和功率定额都大大增加，若其损坏，将导致各相同时失控。根据上述的功率变换器主电路的选用依据和原则，并针对本文所研究的三相(12/8)开关磁阻电机，系统功率变换器采用三相公共开关型主电路。功率电路的设计本设计系统中功率变换器主电路电源是由三相交流380V经过整流得到的直流电源，再经过并联的大稳压滤波电容给开关磁阻电机各相绕组供电；功率变换器的主开关器件

48、VT、VT1、VT2、VT3选用的是功率MOSFET；各相的续流二极管VD、VD1、VD2、VD3均采用快恢复二极管。 图3-6三相公共开关型主电路开关磁阻电机功率变换器主开关器件的选择与电机的功率等级、供电电压、峰值电流、成本等有关；另外还与主开关器件本身的开关速度、触发难易、开关损耗、抗冲击性、耐用性、峰值电流定额和有效值电流定额的比值大小及市场普及性等有关。本系统的三相公共开关型功率变换器主电路中主开关元器件选择功率MOSFET。一般开关磁阻电机调速系统在宽广的运行区域其相电流峰值与有效值之比的变化范围为2：l3：1，功率MOSFET的额定峰值电流与额定有效值电流的比值高，一般为4：l，

49、并且价格比较便宜，所以特别适合应用在小功率的开关磁阻电机调速系统中。 本文设计的4kW开关磁阻电机驱动系统的额定工作电压为513V，系统电源是由三相交流380V经过整流，再经过并联的大电容稳压滤波得到的直流电源。整流输出的直流电压峰值为： （3-1）其平均值为： （3-2）在本设计中选择的拓扑结构的电路中，主开关管功率MOSFET承受的电压最大值等于直流电源电压的最大值，考虑到2倍的电压裕量，则主开关器件的耐压定额为： (3-3)在该功率变换器主电路中，主开关器件导通时，续流二极管在外电源作用下反偏截止，所以续流二极管最小反向峰值电压额定值与主开关器件的电压额定值相同。应该指出，功率变换器中所

50、用续流二极管必须正向导通和反向截止均具有快恢复特性。正向恢复特性能保证主开关器件断开时，相电流迅速从主开关器件转换到二极管续流；而反向快恢复特性则能保证二极管以足够快的速度从导通变为截止，以免转子转过一个转子电气位置周期，主开关器件复又导通而顺势造成电源短路。特别是开关磁阻电机高速运行和以较高斩波频率进行电流斩波控制方式运行时，允许续流二极管反向恢复时间较短，反向快恢复特性尤为重要。为此，均选用快恢复二极管作为续流二极管。 开关磁阻电机功率变换器中主开关器件的电流定额有两种：一是体现电流脉冲作用的定额，即峰值电流定额；二是体现电流连续作用的定额，即有效值电流定额。采用功率MOSFET作为主开关

51、器件，有效值电流定额将是决定功率变换器容量的主要参数。对于二极管而言，因其能承受较大的冲击电流，一般亦以有效值电流定额作为选型依据。取开关磁阻电机调速系统的效率为86.5，则额定工况时开关磁阻电机绕组电流的有效值为： (3-4)因为开关磁阻电机启动能力强，尽管启动转矩可大大超过额定转矩，但启动电流却可做到小于额定电流，一般起动电流为15额定电流时即可获得起动转矩为100的额定转矩，因此在确定主开关器件电流定额时，只要考虑到额定运行时的一定过载倍数(一般选为2)即可，则主开关器件的有效值电流定额为： (3-5)因续流二极管承受冲击电流的能力强，其电流定额一般可取与相同的数值。根据估算得到的各元器

52、件电压、电流定额，考虑到一定的安全系数以及4kW开关磁阻电机的参数要求，同时考虑到市场情况，本设计系统中选用的主要器件具体选型如下表3-1所示。表3-1主要器件表主要功能 器件名称 型号 额定电压 额定电流主开关管 功率MOSFET APT20GF120BR1200V 32A续流二极管 快速恢复二极管 MUR30120 1200V 30A整流桥 三相不控全波整流桥 春华电子 1600V 75A滤波电容 电解电容 HCGF5AS 2200uF/400V两个串联功率变换器的驱动电路设计功率MOSFET是电压控制型器件，输入阻抗为纯容性，阻抗值很高(数量级)，驱动时只需要对输入电容充电或放电，所需驱

53、动功率很小，驱动电路简单，甚至可以用集成电路的输出直接驱动。目前，供MOSFET使用的驱动电路形式多种多样，各自的功能也不尽相同。在本设计中采用日本东芝公司生产的专用集成驱动芯片TLP250来驱动功率MOSFET。图3-7 TLP250内部结构原理图TLP250包含一个GaAlAs光发射二极管和一个集成光探测器，采用8脚双列封装结构。可以直接驱动1200V50A以下的IGBT或功率MOSFET。如图3-7为TLP250的内部结构简图，表3-2给出了其工作时的真值表。表3-2 TLP250工作真值表 Tr1 Tr2Input LED On On Off Off Off OnTLP250的典型特征

54、如下：1)输入阈值电流(IF)：5mA(最大)；2)电源电流(ICC)：1lmA(最大)；3)电源电压(VCC)：1035V：4)输出电流(IO)：士15A(最大)；5)开关时间(tPLHtPHL)：15us(最大)；6)工作频率（f）：25kHz；7)隔离电压：2500Vpms(最小)。根据上述原理及考虑实际计算的参数，开关磁阻电机驱动电路中的核心芯片TLP250驱动电路如图3-8所示。图3-8 TLP250驱动电路如图所示，标号G、S分别接功率MOSFET的栅极和源极；+15V电源正负极分别接在芯片的8脚VCC和5脚GND上；幅值为+15V的PWM驱动信号通过R500输入到TLP250；电

55、容C500为跨接在芯片8脚和5脚之间的01uF电容；功率MOSFET驱动的输入阻抗很高，且呈纯容性，静态时不需直流电流，只需对输入电容进行充放电的动态电流，几乎不消耗功率，为了改善驱动脉冲的前后沿陡度和防止振荡，需在栅极串联电阻Rg，由于功率MOSFET的开通和关断是通过栅极电路的充放电来实现的，因此栅极电阻将对功率MOSFET的动态特性将产生极大的影响，在本设计中，经过实验和计算，最终选取栅极电阻即R506为1l；V518是稳压二极管，用于限制TLP250输出驱动电压的幅值，防止驱动电压过高造成功率MOSFET的损坏，系统中采用16V的稳压二极管并接在功率MOSFET的栅、源极之间；为了防止功率MOSFET栅极开路工作，或因为驱动不良造成的器件损坏，在功率MOSFET的栅、源极之间并接了20K的电阻，即R530。324功率缓冲（吸收）电路设计本设计采用常用的RCD缓冲电路，如图3-9所示。缓冲电路跨接在母线电源的正负极两端，吸收电路对过电压的吸收效果与吸收电路中电容和电阻的选择有着很大的关系，如果电容和电阻的值选择不当将会削弱吸收电路对过电压的吸收效果，严重的甚至会在电路中引起振荡。图3-9RCD缓冲（吸收）电路在功率MOSFET器件关断过程中，器件中的电流迅速下降，而吸收电路中电流以相同的变化率上升。当功率MOSFET器