用UC3842进行开关电源的设计

1、.用 UC3842进行开关电源的设计一、设计目的用 UC3842新型集成开关电源芯片进行开关电源设计，市电输入采用无工频变压器设计，开关管的触发调整信号采用高频40KHZ的 PWM（脉宽调制信号），达到额定输出为5V,7A 的高精度稳压输出，电源轻便，简洁明快。1、UC3842的性能特点：（1）它属于电流型单端 PWM调制器，具有管脚数量少、外围电路简单、安装调试简便、 性能优良、价格低廉等优点。能通过高频变压器与电网隔离，适于构成无工频变压器的 2050W小功率开关电源。（2）最高开关频率为 500kHZ,频率稳定度达 0.2%。电源效率高，输出电流大，能直接驱动双极型功率晶体管或 VMOS

2、 管、 DMOS管、 TMOS管。（3）部有高稳定度的基准电压源，典型值为5.0V，允许有±0.1V 的偏差。温度系数为0.2mV/。（4）稳压性能好。其电压调整率可达 0.01%/V, 能同第二代线性集成稳压器（例如 LM317）相媲美。启动电流小于 1mA, 正常工作电流为 15mA。（5）除具有输入端过压保护与输出端过流保护之外，还设有欠压锁定电路，使工作稳定、可靠。（6）最高输入电压 VIM =30V，输出最大峰值电流 I PM =1A, 平均电流为 0.2A, 本身最大功耗 PDM =1W,最大输出功率.POM =50W。2、UC3842的引脚排列及部框图UC3842采用

3、DIP-8 封装如上图 1，管脚 VI 、VO 、GND端分别接输入电压、输出电压、地。 VREF 为部 5.0V 基准电压引出端。 RT / CT 是外接定时电阻、定时电容的公共端。 UC3842部框图如图 2, 其主要包括 5.0V 基准电源，振荡器、误差放大器，过流检测电压比较器、PWM锁存器、输入欠压锁定电路、门电路、输出级、34V稳压管。二、总体电路框图及单元功能分析.1、输入单元(1) 电源噪声滤波器电源噪声滤波器电路如图 4该滤波器有两个输入端，两个输出端和一个接地端，制作使用时外壳使用金属屏蔽并接地，电路包括共模电感 L、滤波电容器C1C4。L 对串模干扰不起作用，但当出现共模

4、干扰时，由于两个线圈的磁通方向相同，经过偶合后总电感量迅速增大，因此共模信号呈现很大的感抗，使之不易通过。 C3、C4跨接在输出端，经电容分压后接地，能有效的抑制共模干扰。(2) 整流滤波器从电源噪省滤波器经过噪声滤波输出后的电压从整流滤波器（图5）输入，经过 D1D4进行桥式全波整流送往R1和 C5组成的 r 型滤波电路进行滤波，得到+300V 的非稳压的直流输出。采用桥式全波整流可省去笨重的输入变压器，使设计重量可大大减轻，输.出也得到近似平滑的良好直流电压，转换效率相对较高。2、调整控制单元(1) 振荡电路由 R2、C7 与 UC3842部振荡器， +5.0V 基准电源一起完成振荡，产生

5、高频信号。 +5.0V 基准电压经过定时电阻 R2 给 C7 充电，然后 C7 再经过芯片部电路进行放电， 从第 4 脚得到锯齿波电压。 由于输出采用脉宽调制控制方式， 考虑到 VI 、VREF 上的噪声电压也会影响输出脉冲宽度，振荡电路加了消噪电容C6。（2）启动、反馈补偿电路.刚启动开关电源时， UC3842所需要的 +16V 工作电压暂由R6、C9电路提供。 +300V 直流高压经过 R6 降压后加至 UC3842的输入端 VI ，利用 C9的充电过程使 VI 逐渐升至 +16V以上，也就实现了软启动。一旦开关管转入正常工作状态，自馈线圈 N2 上所建立的高频电压经 D5、C9、C10

6、滤波后，就作为芯片的工作电压。至此启动过程结束。 启动电路中有一34V稳压管，一但输入端出现高压，此稳压管就被击穿，将 VI 钳位于 34V，保证芯片不至损坏。输入电压锁定的目的是当输入欠压时，开关功率管自动关断，不至于欠压大电流运行。由于噪声干扰的影响，开关功率管有可能超负荷工作而损坏，为此给芯片加了PWM锁存器。其作用是保证在每个时钟周期只输出一个脉宽调制信号，能消除在过流检测比较器翻转时间产生的噪声干扰。R4、C8用以调整误差放大器的增益和频率响应。自馈线圈N2的输出电压 VI 经过 R5、R3 分压后作为比较电压、 与部 5.0V 基准电压经过误差放大器进行比较调整，使 Vo 为 5.

7、0V 的稳定电压输出。 R8 上的电流反馈信号，通过 R7 衰减从 3 脚过流检测入， 送入电流检测比较器进行比较， 使输出得到电流钳位目的，输出电流被限制在 7A 以下。2、输出单元由于采用的是高频调制信号的方法，故输出级电源变压器很小，调整管采用频率响应快的N 沟道场效应管，输出级受UC3842Vo PWM波调整，通过 VT进行功率转换， +300V直流电压从 T 原边 N1流经 VT输出变压器原边产生大电流的PWM电压波，经过 T 变比偶合，使输出端产生大电流的电压，输出通过D7 整流， C12 滤波，使输出为平滑.稳定的 5.0V 稳压输出。输出电路见图8。N2输出用作电压负反馈。三、

8、总电路原理图图中 220V 交流电压经过 3A/600V 桥式整流和电阻 R、电容 C5 滤波，得到大约 +300V自流电压。此直流高压被高频变压器 T 斩波和降.压，变成频率为 40KHZ的矩形波电压，再经过D7、C13整流滤波，就得到直流输出电压。它采用固定频率、改变脉冲宽度的调压原理，其工作过程是首先对输出电压（N2 反馈的电压）进行采样，然后依次经过误差放大器、过流检测比较器、PWM锁存器、门电路和输出级，去控制开关功率管的导通时间（ton ）和关断时间（ toFF ），以决定高频变压器的通断状态，最终达到稳压输出的目的。( 稳压流程： 1、市tV电变化引起：市电 +300V VI 比

9、较 PWMon 变窄OUT 实现稳压；反之：市电 +300VVton变宽I 比较 PWMVtOUT 实现稳压；2：负载变化引起：负载 VI 比较 PWMon变宽 V 实现稳压；负载V 比较t变窄OUTIPWMonVOUT 实现稳压 ) 。UC3842属于电流型脉宽控制器。所谓电流控制型是指，一方面把自馈线圈的输出电压VI 反馈给误差放大器，在与基准电压进行比较后，得到误差电压 Vr ；另一方面初级线圈中的电流在取样电阻R8上建立的电压，直接加到过流比较器的同相输入端，与Vr 作比较，进行控制脉冲的占空比， 使流过开关功率管的最大峰值电流I PM 始终受误差电压 Vr 的控制，这就是电流控制型的

10、原理，其优点是调整速度快，一旦 +300V输入电压发生变化，就立即引起I PM 的变化，迅速调整输出脉冲的宽度。 因此采用电流控制型脉宽控制器，可以大大改善开关电源的电压调整率及电流调整率。 （稳流过程： 1、电压变化引tV起： +300V I PM Vr 过流比较 PWMon 变窄OUT实tV现稳流；+300V I PM Vr 过流比较 PWMon 变宽OUT实现稳流； 2、负载变化引起：负载Iton变PM 过流比较 PWM.窄 VOUT I PM 实现了稳流；负载I PM 过流比较PWM 变宽VOUTIPM 实现稳流）。ton四、选择器件与参数计算1、噪声滤波器器件选择与参数计算L 的电感

11、量一般取几毫亨至几十毫亨，视电源噪声滤波器的额定电流I 而定。表 1列出 L与 I 的对应关系。表 1电感量与额定电流的关系额定电流 I136101215（A）电感量围812240.40.80.20.30.10.150.070.08(mH)L 典型值 (mH)82.50.780.2250.110.073C1、C2采用薄膜电容器， 容量围大至是0.010.47Uf, 主要用来消除串模干扰。 C3、C4跨接在输出端，经电容分压后接地，能有效的抑制共模干扰。 C3、C4 宜选用瓷电容器 , 容量围是 22004700Pf,耐压值为 630V。为提高防潮、抗震动与冲击性能，元件装入金属壳后用环氧树脂封

12、固。2、震荡频率计算震荡频率的计算公式为：f= 1.8（1.1 ）R2C 7将 R2=10K，C6=4700p代入公式（ 1.1 ），f=38.3kHz, 可近视 40kHz。3 、输出高频变压器的计算.型号磁芯面积E-70.49E-121.44E-172.89（1）磁芯的选择高频变压器的最大承受功率pM 与磁芯截面积 SJ ( 单位 cm 2 ) 之间存在下述关系 :SJ =0.15PM(1.2)实 际 输 出 功 率 为 po = I OVO=5*7=35 。 设 效 率 为=70%，pI =0.7*35=50W, 留设 计余量 , 取 pM =80W,代入 公式 (1.2) 得 SJ =

13、1.34 cm 2 , 查上表 E-12 SJ =1.44 cm2 , 与之最接近。 E-12 的饱和磁通密度为 BS =400T，使用时为防止出现磁饱和现象损坏开关功率管，可取 B=250T。（2）计算脉冲最大占空比公式： Dmax =e.100%(1.3)eVIm in取市电输入围176-264V。经全波整流和滤波后的直流输入电压 VIm ax 360V， VIm in 240V。单端反激式开关电源中所产生的反向电动势 e170V,线圈漏感造成的尖峰电压 VL =100V。代入公式（1.3 ）Dmax =41.5%。(3) 初级线圈的电感量公式: L1= (VIm in Dmax ) 2(

14、1.4)2PO f将=70%, VIm ax =240V, Dmax =41.5%, pO =35W,f=40kHz 代入 (1.4).得 L1 =2.48mH。（ 3）求峰值电流和过载保护电流公式： IP =2PO（1.5 ）VIm in D maxIS=1.3 IP(1.6)求出IP=2* 35=1.0A70% * 240 * 41.5%I S =1.3A在次级线圈上的储能为12=2.1mJW=L1I S2(4) 求初级线圈 N1匝数公式 :N1. I S = 2* 107W(1.7)B* SJ将 W=2.1mJ,B=250mT, SJ =1.44 cm 2 代入（1.7 ）, 得 N1.

15、 I S =116.7 安匝。固 N1=89.7 匝, 取 90 匝。（ 4） N2，N3计算公式： N=N 1 (VO VF )(1 D max )（1.8 ）VIm in D max式中VO 线圈两端的电压； VF 整流二极管的正向压降。N2= 90(20 1)(1 41.5%) =11.1 匝取 11匝240* 41.5%N3= 90(50.4)(1 41.5%) =2.85 匝240* 41.5%鉴于当输出电流I O 达 7A 时, 线圈的铜阻和输出引线电阻上均会产生较大的压降 , 会造成输出电压的失落, 应当提升 VO , 增加 N3 的匝数 ,可取 4 匝。用 4 股1.0 高强度漆包线绕制。（ 5）计算空气隙= 0.04 N1 I S = 0.04 * 3.14 * 90 * 1.3 =0.6mmB250.4 、周边器件采用 IRFPG407型（4.3A、1000V、150W）N沟道功率场效应管作开关功率管。 D1D4采用 3A/1000V 的 FR305型快速恢复二极管。输出整流滤波 D7选择 D80-004 型肖特基二极管。五、结论通过本例采用UC3842设计的开关电源输出电压稳压精度高，对电压波动反映迅速，负载适应性强，负载短路能迅速限流保护，不至烧坏元件