基于SPWPM的移相全桥高频链逆变器研究

1、 1 引言 目前，dc/ac逆变电源已经在很多领域得到了广泛的应用，尤其在新能源的开发和利用中，如光伏发电、风力发电、燃料电池发电等场合，dc/ac变换器更是不可或缺。传统的逆变技术虽然成熟可靠，应用广泛，但是存在体积大，笨重，音频噪声大等缺点1。高频链逆变技术2,3利用高频变压器替代传统逆变器中的工频变压器，克服了上述缺点，显著的提高了逆变器的性能，有利于电力电子设备的小型化和轻量化，是当今电力电子技术领域的研究热点之一。高频链逆变技术的关键问题在于如何通过开关管的高频切换来产生正确的正弦脉冲以及实现周波变换器的安全换流。现有的实现方案较多，相对而言，spwpm4,5技术有突出的优

2、点，它将高频链和spwm调制技术有机的结合在一起，因而中间变换环节少，结构简单，整体变换效率和功率密度高。本文所提出的高频链逆变器的方案为dc/ac/ac两级功率变换结构，采用移相全桥桥式结构作为主电路拓扑，使用tms320f240 dsp芯片来产生spwpm数字化控制信号。该方案思路清晰，实现过程简单灵活。2 主电路拓扑与工作原理单极性移相全桥桥式高频链逆变器的主电路拓扑见图1。该结构由高频逆变桥、高频变压器、周波变换器和输出滤波器等部分组成。由于采用dc/ac/ac两级功率变换结构，电路拓扑简洁紧凑，功率密度高，同时具有高频电气隔离，双向功率流动等特点，适用于高压输出、中大功率变换场合。图

3、1 单极性移相全桥桥式高频链逆变器主电路拓扑该电路基本工作原理如下：直流电源ud经过移相全桥高频逆变，进行spwpm调制，输出高频的双极性三态的spwpm脉冲，经由高频变压器进行电气隔离和电能传输，通过周波变换器高频解调后得到单极性spwm波，由lc低通滤波，得到所需要的正弦交流输出电压供给负载使用。3 spwpm技术原理分析3.1 spwpm技术原理介绍所谓的spwpm技术是指不仅对脉冲的宽度进行调制，使其按照正弦规律变化，而且对脉冲的位置也进行调制，使调制后的波形中不含有直流和低频成分。根据这种思路，先改变单极性spwm波的结构，通过移相控制得到高频spwpm波，并由高频变压器进行电气隔离

4、和传输，然后通过周波变换器解调恢复为常规的单极性spwm波，其变换过程见图2。图2 spwpm技术变换过程spwpm技术原理如图3所示，图3中详细给出了开关管控制信号及各级输出波形的产生过程。图4给出了控制电路具体的逻辑关系，产生的各个开关管的驱动信号，与图3的各级波形的生成相对应。图3 spwpm技术原理图图4 控制电路逻辑关系可以看出，互为反相的调制波ur1和ur2分别与uc锯齿载波交截，其交点确定各开关管先后导通和关断的时刻。以输出正弦波的正半周为例，移相全桥电路的四个开关管k1、k2、k3和k4进行高频spwpm斩波，输出双极性三态的spwpm脉冲。忽略死区时间的影响，k1和k2、k3

5、和k4的驱动信号互补，但k1和k4、k2和k3的驱动信号之间存在相位差(0180°)，即移相角，如图3所示。如果忽略周波变换器开关管的重叠导通时间，s1a，s1b（s4a，s4b）和s2a，s2b（s3a，s3b）的驱动信号是互补的高频方波，且相位关系固定，占空比恒定为50%。通过周波变换器的高频解调，使spwpm波恢复为单极性spwm波（正半周时，恒为正脉冲）。输出正弦波负半周时，高频逆变桥和周波变换器的工作状况与正半周类似。由此可得，改变调制波的频率和幅值，就可以改变输出电压的频率和大小。如果采用闭环控制，当输出电压降低时，闭环反馈控制使得移相角减小，则有效共同导通时间增大，从而

6、使输出电压增大。因此，通过调节移相角便可以实现输出电压的稳定。3.2 移相spwpm软开关原理和特点移相spwpm软开关是以移相zvs-pwm软开关技术为基础，两者在电路拓扑上没有区别。移相zvs-pwm软开关多用于全桥dc/dc变换器，开关频率和占空比都是恒定的，只需通过改变左、右桥臂开关管的相位差来调节输入的高频脉宽，得到所需的pwm脉冲，从而控制输出电压。高频移相spwpm软开关的鲜明特点(1) 开关驱动信号频率恒定，但占空比变化。如开关管k1在正弦波过零点处占空比最小，此时两个相邻的spwpm脉冲宽度变化最大；在正弦波达到幅值时占空比最大，此时两个相邻的spwpm脉冲宽度基本不变；(2

7、) 左、右桥臂开关的相位差按正弦规律变化，形成的高频spwpm脉冲由高频变压器进行传输；左、右桥臂的超前与滞后在输出电压的正负半周是相互转换的，并且流过电流的大小也是按正弦规律变化的，因此移相全桥电路实现零电压开关的难易程度也是变化的；(3) 逆变器输出的交流电压幅值大小由spwpm波的调制比来决定。图5 一个开关周期内工作波形下面详细分析一个开关周期内移相spwpm 软开关的工作过程，主要原理波形见图5，电路工作过程大致可分为12个工作模态，由于电路的对称性，只需分析其中的6个工作模态即可。模态1：t0，t1，t0时刻前，变压器原边绕组电压uef=0，电流经k1，d3流通。t0时刻，k4全电

8、压开通，ip经k1和k4流通，直流电源发出功率。模态2：t1，t2，t1时刻k1零电压关断，原边电流ip从k1中转移到c2和c4支路中，c1充电，c2放电。在此期间，谐振电感lr和滤波电感lf是串联的，lf很大，可以认为ip近似不变，类似于一个恒流源；ilf经s1a，d1b，s4a，d4b流通。模态3：t2，t3，t2时刻k2零电压开通。d2导通后，将k2的电压箝位在零电位，这时开通k2，则为零电压开通。模态4：t3，t4，t3时刻s2a，s2b(s3a，s3b)零电压开通。在这段时间内，ip经d2，k4流通，uef=0；ilf有两个流通路径，分别经s1a，d1b，s4a，d4b和s2b，d2

9、a，s3b，d3a流通。这段时间为输出周波变换器换流重叠时间to，以保证s1a，s1b(s4a，s4b)与s2a，s2b(s3a，s3b)之间的平滑换流和输出滤波电感电流的连续，同时也确保了输出周波变换器功率器件的zvs。模态5：t4，t5，t4时刻s1a，s1b(s4a,s4b)零电压关断。经过换流重叠时间to，电路状态基本不变，原边电压uef=0；ilf经s2b，s2a，s3b，s3a流通，原边电流ip反向，经k2，d4流通，滤波器前端电压ucd=0。模态6：t5，t6，t5时刻k4零电压电流关断。因为d4导通，将k4两端电压箝位在零电位，这时关断k4，则为零电压关断。同时由于电流经k2，

10、d4形成的回路，k4中没有电流，所以k4又是零电流关断。几点结论(1) 移相全桥spwpm逆变部分只能实现部分开关管的zvs。其实现的机理在于：利用变压器漏感和外加谐振电感中的储能对开关管的并接电容进行充放电，抽走电容中的电流，并导通与开关管反并联的二极管。在正弦波的正负半周，左、右桥臂的超前与滞后是交替变化的，实现zvs的难易程度也是交替变化的。(2) 周波变换器完全实现了zvs。4 移相spwpm控制信号的dsp实现传统的移相zvs-pwm技术的驱动信号较为简单，用专用单片集成电路（如uc3875等）就能产生。而移相spwpm驱动信号的产生要复杂的多，其占空比不是恒定的，相位差则是按照正弦

11、变化，目前还没有专用的单片集成电路的解决方法。图6 全比较单元产生移相spwpm驱动信号本文利用ti公司的tms320f240芯片的事件管理器来产生所有驱动信号。定时器gp1、移相控制信号和高频spwpm脉冲的相位关系见图6，具体产生过程如下6：gp1计数值处于连续增减计数模式，即从0开始递增至设定值，然后又递减至0，依次自动反复循环。计数周期为一个开关周期(50s)。当计数值达到0或者设定值时，分别发生下溢中断或周期中断，在两个中断过程中修改cmpr1和cmpr2中的比较值，而后匹配触发，可以获得pwm驱动信号。当gp1由0递增至a点,计数值与cmpr1比较寄存器值匹配，cmpr1输出电平发

12、生跳变（k4驱动由0跳变为1，k3驱动由1跳变为0），当gp1由a点递增到b点，与cmpr2比较寄存器值匹配，则cmpr2输出电平发生跳变（k2驱动由0跳变为1，k1驱动由1跳变成0）。当gp1的计数器达到设定值，然后开始递减计数。当递减至c，d两点时，同样与比较寄存器里的值发生匹配，cmpr1和cmpr2输出电平分别发生跳变，以后过程类似。由上边分析可知，移相spwpm驱动信号为不对称的pwm波。因此，a、b、c、d点对应的比较匹配值也是不同的。这些比较值的计算和更新在gp1的下溢中断和周期中断中进行。而周波变换部分的驱动信号的产生则相对简单一些，只需在gp1计数到顶点时发生跳变，由cmpr

13、3来产生即可。其中s1a、s1b、s4a、s4b的驱动信号相同，s2a、s2b、s3a、s3b的驱动相同，但它们之间是互补的关系（换流重叠时间除外）。5 仿真和实验验证在上述原理分析和实现方案讨论的基础上，进行了仿真和实验验证。仿真参数如下：输入直流电压150v，变压器变比n=22:25，输出滤波电感lf=3.64mh，滤波电容cf=6f，开关频率为20khz，负载为阻性100，输出为50hz正弦电压。仿真结果如下：图7为变压器原边和副边电压波形（展开波形）；图8为滤波器前端电压波形和输出正弦电压。可见仿真波形与前面分析的结果一致。图7 变压器原边和副边电压波形（展开波形）图8 滤波器前端电压

14、波形和输出正弦电压制作实验样机一台，实验参数与仿真参数一致。图9为输出电压正、负半周的前级逆变移相控制信号，显然，左、右桥臂的超前和滞后是交替变化的；图10和图11为开关管k1和k3在输出电压正、负半周的驱动信号ugs和漏源端电压uds波形。通过对比，可见部分开关管实现了zvs，而且左、右桥臂实现zvs的难易程度也是交替变换的。图12为周波变换器开关管s1a和s2a驱动信号ugs和漏源端电压uds波形，可以看到开关管完全实现了zvs。图13 为变压器原边和副边spwpm电压波形。图14为滤波器前端电压波形和输出电压电流波形。输出电压波形很好的验证了基于spwpm的移相全桥高频链逆变器的正确性和

15、可行性，也证明了spwpm控制信号的dsp实现的正确性。图9 输出电压正、负半周前级逆变移相控制信号（ugs：10v/div，uds：100v/div）图10 开关管k1和k3驱动信号ugs和漏源端电压uds（ugs：10v/div，uds：100v/div）图11 开关管k1和k3驱动信号ugs和漏源端电压uds（ugs：10v/div，uds：100v/div）图12 周波变换器部分开关管的驱动ugs和漏源端电压uds图13 变压器原边和副边spwpm电压波形图14 滤波器前端电压波形和输出电压电流波形6 结束语(1) 采用的单极性移相全桥高频链逆变器，只需两级功率变换结构，结构简洁紧凑，

16、是实现功率的双向流动，高变换效率和高功率密度的有效途径。(2) 采用基于tms320f240 dsp的spwpm技术数字化实现方案，很好的解决了高频spwpm信号的产生和解调问题。该方案简单灵活，可移植性好，只需一个事件管理器就可精确产生所有驱动信号。(3) 单极性移相spwpm控制可以实现前级移相全桥电路部分开关管的zvs，而且在输出正弦波的正负半周，左右桥臂的超前和滞后是相互交替的，因而实现zvs的难易程度也是交替变化的；而周波变换器则是完全的zvs，减小了开关损耗。(4) 仿真和实验结果表明，基于spwpm的单极性移相全桥高频链逆变器是完全正确和可行的，这对于开发实际的中小型、数字化的逆变装置具有很好的借鉴意义，应用前景广阔。作者简介包健刚（1982-） 男 研究生在读，主要研究方向：高频链逆变技术。参考文献1 yamato i,tokunaga n,matsuda y et al. high frequency link dc/ac converter for ups with a new voltage clamper. ieee pesc90,1990:749-7562 陈道炼,张友军. 单极性移相控制高频脉冲交流环节逆变器研究. 中国电机工程学报,2003,23(4):27-303 李磊,胡文斌,陈劲操等. 两种移相控制全桥式高频环节