TDS_OFDM系统的载波间干扰消除方法

1、清华大学学报(自然科学版)2007年第47卷第4期CN1122223󰃗N.47,No.4JTsinghuaUniv(Sci&Tech),2007,Vol30󰃗405732577TDS-OFDM系统的载波间干扰消除方法符剑,王军,潘长勇,彭克武(清华大学电子工程系,北京100084)摘要:为了消除时域同步正交频分复用(TDS2OFDM)系统中的载波间干扰(ICI),通过假定信道在OFDM块内呈线性变化,建立了TDS2OFDM在时变信道下的系统传输模型,在此基础上采用一种决策反馈的方法来消除ICI。该方法使用伪随机(PN)序列时域相关进行信道粗估计,FDM块

2、内进行线性内插得到整个OFDM块内的信道细估对抗信道频率选择性。OFDM已被广泛应用在广播领域,如欧洲的地面数字电视传输标准(DVB2T2COFDM)和清华大学提出的地面数字电视传输3方案(DMB2TTDS2OFDM)。当信道变化较慢时,可以近似认为信道在一个OFDM,那么信道均衡可以通过简单的一阶频域滤波实现4,5;但是,信道时变产生的时,I6,信道ICI)必然会带来系统性能。为此,本文假定信道在一个OFDM块内呈线性变化,建立了时域同步正交频分复用(TDS2OFDM)的系统传输模型,并采用一种决策反馈的方法来消除ICI。基于TDS2OFDM的PN序列作为帧头的帧结构特点,通过PN序列时域相

3、关得到信道冲激响应的粗估计,然后在OFDM块内做线性内插得到信道冲激响应的细估计。仿真结果表明,在快速时变信道下,该方法相对于传统方法有明显的性能改善,并且具有较低的复杂度。分析和仿真结果表明,该方法相对于TDS2OFDM系统的传统方法有2dB以上的误码率性能增益,并且复杂度与传统方法相当。关键词:信道估计;载波间干扰消除;时域同步正交频分复用;伪随机序列中图分类号:TN911.5文章编号:100020054(2007)AInterchanneliterferencecancellationmethodforTDS-OFDMsystemsFUJian,WANGJun,PANChangyong,

4、PENGKewu(DepartmentofElectronicEngineering,TsinghuaUniversity,Beijing100084,China)Abstract:Aninterchannelinterference(ICI)cancellationmethodwastime2domainsynchronousorthogonalfrequency2divisionmultiplexing(TDS2OFDM)systemsusingadevelopedforsystemtransfermodelderivedforTDS2OFDM.TheICIcancellationmeth

5、odusesdecisionfeedbackbasedontheassumptionthatchannelvariationsarelinearwithinanOFDMblock.Coarsechannelestimatesarebasedonatime2domaincorrelationofapseudo2randomnumber(PN)sequencewithlinearinterpolationforthefinechannelestimatesoveranOFDMblock.Simulationresultsshowthatthemethodgivesabiterrorrateperf

6、ormanceimprovementofabove2dBwithcomparativecomputationalcomplexityagainstconventionalmethodsusedinTDS2OFDMsystems.Keywords:channelestimation;interchannelinterferencepseudo2random(ICI)numbercancellation;TDS2OFDM;(PN)sequence1TDS-OFDM系统传输模型图1给出了TDS2OFDM系统的帧结构示意图。TDS2OFDM系统的信号帧由帧头和帧体数据2部分组成。作为保护间隔的帧头,由

7、PN序列循环前缀、PN序列和PN序列循环后缀组成。PN序列循环前缀的长度可根据信道最大多径时延来定制。图2给出了TDS2OFDM的基带传输系统框图。在发送端,每N(N=3780)个数据组成一个帧体向T量X=(X0,XN-1),通过快速傅里叶反变换收稿日期:2006203206基金项目:国家自然科学基金资助项目(60372007)作者简介:符剑(1980),男(汉),四川,博士研究生。通讯联系人:潘长勇,副教授,E2mail:pcy正交频分复用(OFDM),作为多载波技术中的一种,是对抗多径衰落信道的有效方法1,它使用并行数据传输和子信道交叠,通过采用保护间隔来© 1994-2007

8、China Academic Journal Electronic Publishing House. All rights reserved. z为Gauss白噪声向量,5的第p行第q列元素为5p,q=hBodyp,p-q,q+N,pq且p-q<L;q<L;图1TDS-OFDM系统的帧结构示意图hBodyp,p-p<q且p+N-0,其他.(2)式中hBodym,l为当前帧(或第n帧)的帧体部分第m个数据时刻的信道冲激响应,即hBodym,l=h(n-1)Nf+Na+1+m,l,m=0,1,N-1,这里N和Na分别代表帧长和帧头长度,即Nf=NH+N。由于x=WX和Y=Wb,

9、由式(1)可以得到faY=W5WX+Wz=GX+Z.N-1H(3)由此得到Yp=Gp,pXp+N-1q=0,qpGp,qXq+Zp,可以看出,ICI分量为图2TDS-OFDM基带系统框图q=0,qpGp,q,其中Gp,q是矩阵G的元(3)FFT矩阵和IFFTZ,并且Gp,q=(IFFT)得到时域帧体向量x,由PNPN序列和PNNN-1L-1hm=0l=0Bodym,l󰃖(4)号s。在接收端,r被分为帧头部分u和帧体部分v。帧头部分被用来作信道估计,通过本地产生一个相同的PN序列与接收到的帧头数据作时域相关得到信道粗估计,再经过线性内插得到信道细估计。使用该信道细估计来消除帧头对

10、帧体的干扰,这样TDS2OFDM信号可以等价于零前缀OFDM(ZP2OFDM)信号,再通过交叠相加方法(OLA),ZP2OFDM信号等价于循环前缀OFDM7(CP2OFDM)信号。由于信道估计的误差,在进行上述处理时会带来额外的噪声,但由于帧头长度相对于帧体长度较小,并且在通常的信噪比和多普勒频移范围内,信道估计的精度是足够高的,因此这种额外的噪声可以被忽略。将使用上述两种操作后的T帧体数据b通过FFT得到Y=(Y0,YN-1),然后采用一种决策反馈的方法来消除ICI,得到对发送数据的估计X。本文假定系统已经精确同步。设信道的冲激响应为hm,l=h(mTs,l)(Ts为采样间隔,l=0,1,L

11、-1,L代表多径的个数)。考虑信道在OFDM块内的变化,那么,在接收端,经过处理后的帧体部分可以表示为exp(-j(2󰃗N)(m(q-p)+lq).本文假设信道在OFDM块内呈线性变化,即hBodym,l可以表示为hBodym,l=havel-cmhdell,(5)其中:cm=,(N-1)󰃗2(6)havel=(hBodyN-hdell=(hBodyN-1,l+hBody0,l)󰃗2,(7)1,l-hBody0,l)󰃗2.(8)T分别记HA=(HA0,HAN-1)和HD=(HD0,HDN-1)为(have0,haveL-1)TTT

12、和(hdel0,hdelL-1)的N点FFT。将式(5)带入式(4)可以得到G=A-WCWD.H(9)式中A=Diag(HA),D=Diag(HD),C=Diag(c),Tc=(c0,cN-1)。这里,Diag(s)代表以s作为对角线向量的对角矩阵。2ICI消除方法根据式(9),对X的估计为© 1994-2007 China Academic Journal Electronic Publishing House. All rights reserved. 符剑,等:TDS2OFDM系统的载波间干扰消除方法575X=G-1Y=(A-WCWD)H-1Y.(10)但是,由于上式的复杂度很

13、高,为o(N)次复数乘法运算,所以很难在实际中使用。为此,基于线性内插的信道估计方法,本文在TDS2OFDM系统中采用了一种基于决策反馈的ICI消除方法。2.1决策反馈ICI消除方法化的仿真曲线。可以看出,随着Doppler频移的增加,系统的信干比性能明显下降。该ICI消除方法在使用估计的信道参数和理想的信道参数时,性能差异不大。在所给的多普勒频移范围内,即使使用估计的信道参数,该方法相对于没有采用ICI消除的方法,仍可以获得20dB左右的信干比改善。首先,忽略式(9)中的ICI分量,得到对发送数据的一个粗估计X=A󰁠-1Y,(11)那么ICI分量可以由下式估计:YICI=WA

14、WDX.H󰁠(12)再从Y中扣除所得的ICI分量估计,可以得到无ICI的数据估计如下式所示:-1X=A(Y+YICI).图4信干比随Doppler频移(fD)变化的曲线(13)2.2信道估计方法以上为TDS2OFDM系统的基于决策反馈的ICI消除方法,其实现框图如图3所示。由于FFT的复杂度为o(N),那么总的实现复杂度为2o(N)+4No(N)。可以看出,(10)(3)多,4,。,必须有准确的信道TDS2OFDM系统在,即如何得到hBodym,l。在TDS2OFDM系统中,每个信号帧包含了一个已知的PN头作为帧头,它被用作时域导频信号来进行信道估计。由于帧头长度相对于帧体长度

15、小得多,可以近似认为信道在一个帧头的时间间隔内保持不变,记为hHeadl,那么,接收到的帧头数据u=(u0,uNa-1)T可以表示为L-1ui=图3决策反馈ICI消除方法示意图hl=0HeadlPi-l+zi,ai=L-1,N-1.(16)下面分析该方法的ICI消除性能。ICI消除前的平均信干比为SIR=NN-1T其中P=(P0,PNa-1)为发送的帧头向量(包括PN循环前缀、PN序列和PN循环后缀)。将接收到p=0N2的帧头数据与本地产生的PN序列做时域相关可以2(14)得到帧头处的信道冲激响应估计,称之为信道粗估计,由下式表示:hHeadl=q=1,qp󰃜Gp,qϗ

16、260;定义Q=WAWD,根据式(9),在消除ICI后,残留平均信干比为SIR=NN-1HNNp-1pi=0uNa-N+ip󰃖PNa-Np+i-l(17)p=0N-12l.hHeadl+z2(15)q=0,qp󰃜Gp,q+Qp,q󰃜其中Np为PN序列的长度,并且l=zNNp其中Qp,q代表矩阵Q的第p行第q列的元素。图4给出了ICI消除前和ICI消除后的信干比随多普勒变-1ipi=0zPN-Nap+i-l,(18)© 1994-2007 China Academic Journal Electronic Publishing House

17、. All rights reserved. l-l=1NpNa-Nppi=0P+i-l󰃖PNa-13Np+i-l(19)BodyHead(next)2。可以看出,当信噪比很低时,PS相对hHeadl)󰃗1,0,l=l1;ll1.于CS和AS的信道估计性能优势并不明显,但随着信噪比增加,PS相对于CS和AS有着明显的性能优势,如在信噪比为20dB时,PS相对于CS和AS分别有20dB和13dB的信道估计归一化均方误差性能增益。这3种方法的性能随Doppler频移的增加而恶化的趋势相似,当Doppler频移在40Hz和200Hz时,信道估计归一化均方误差性能有大约

18、15dB的差异。根据得到的信道粗估计,通过延时和线性运算可以很容易得到havel和hdell的估计,表示为:havel=(hHeadl+hHeadl)󰃗2,()(next)(cur)(20)nextcur)()hdell=(21)2Nf(其中:hHeadl代表当前帧的信道粗估计;hHeadl代表下一帧的信道粗估计。将式(20)和(21)带入式(5)就可以得到OFDM块内信道冲激响应hBodym,l的估计hBodym,l。由于TDS2OFDM系统使用了(cur)(next)3仿真结果仿真信道如表1所示,TDS2OFDM系统参数为:采样速率7.56MSPS,帧体数据长度3780,帧

19、体持续时间500s,子载波间隔2.0kHz,帧体调制方式16QAM,帧头长度420,PN序列长度255,PN序列循环前缀长度50,PN序列循环后缀长度115。对信干比、7所示。时域导频的帧结构,才能利用PN头时域相关得到的相邻两帧的信道估计,进行线性内插得到块内的信道细估计。该信道估计的方法非常简单并且有效。为了分析分析信道估计的性能,定义信道估计的平均归一化均方误差为NMSE=N-1L-1Mn=1M,󰃜2,N-L-,Body󰃜hm=0l=0m,l󰃜2(22)其中M代表仿真的OFDM块个数。图5和图6分别给出了信道估计的归一化均方误差随信噪比和D

20、oppler变化的仿真曲线。其中:PS代表本文中使用的信道估计和ICI消除方法;CS代表假定信道块时不变的传统方法4,即假定hBodym,l=hHeadl;AS代表假定信道块时不变的(信噪比为30dB)图6NMSE随Doppler频移fD变化的曲线图7误比特率随信噪比变化的曲线(Doppler频移为60Hz)图5NMSE随信噪比变化的曲线从图4可以看出,使用了ICI消除后系统信干比相对于ICI消除前有大约20dB的增益,这说明了该© 1994-2007 China Academic Journal Electronic Publishing House. All rights res

21、erved. 56,的增加会带来信道估计性能的恶化,同时本文提出的基于块内线性内插的信道估计方法的性能明显优于假设信道块时不变的传统方法。图7给出了Doppler频移为60Hz以及120Hz时各种方法的误比特率随信噪比变化的曲线。可以看出,PS方法的系统误比特率性能要明显优于CS方法和AS方法,如在信噪比为30dB、多普勒为60Hz时,CS、AS和PS的误比特率分别为0.02、0.001、0.0002。当误码率在10-2时,PS方法相对于AS和CS方法有2dB以上的误比特率性能增益。随Doppler频移的增加PS方法的性能恶化相对于CS和AS方法并不明显,对Doppler具有较强的鲁棒性,如当

22、信噪比保持为30dB、多普勒为120Hz时,CS、AS和PS的误比特率分别增加到0.2、0.01、0.0007。由于CS和AS方法都未考虑信道在一个OFDM块内的变化,忽略了信道时变带来的ICI的影响,相对于PS方法,必然会有性能的损失。表16径山丘地形信道参数路径123456,TDSOFDMICI消除方法。同传统方法相比,可以获得2dB以上的误码率性能改善。同时,该方法的计算复杂度与传统方法相当,为o(N)。参考文献(References)12ProakisG.DigitalCommunications.3rdedM.NewYork:McGraw2Hill,Inc,1995.ETSIEN300744V1.4.1.DigitalVideoBroadcastingSophiaAntipolis(DVB),FrameStructure,ChannelCodingandModulationforDigitalTerrestrialTelevisionS.Cedex:ETSI,Jan.2001.3杨林,杨知行.地面数字多媒体电视广播系统:中国,00123597.4P.2001203