顺向式变压器设计原理

1、顺向式变压器设计原理(Forward Transformer Design Theory)第一节 . 概述 .顺向式 (Forward)转换器又称单端正激式或 "buck" 式转换器 .因其在原边绕组接通电源 VIN 的同时 绕组把能量传递到输出端故而得名 . Forward 变换器中的变压器是一个纯粹的隔离变压器. 因此,在副边输出端须附加储能电感器 L, 用以储存及传送能量 .Forward 变压器之转换功率通常在 50500W 之间 .其优点有 :1. 正激式变压器通常使用无气隙的 CORE,电感值 L 较高 ,原副边绕组之峰值电流较小 ( =LI)因. 而铜损较小

2、. 2. 开关管 Tr的峰值电流较低 .开关损耗小 . 3. 适用于低压 .大电流 .功率较大的场合 . 第二节 . 工作原理正激变换器的主回路如图 1.当开关管 Tr导通时原边绕组 Np有电流 I p流过.,因副边绕组 Ns与 Np有相同的同铭端 .故副边绕组通 过 D2把能量传递到输出端 .当 Tr 关断时续流二极管 D 3导通释放电感 L 中的能量给负载 .在 Tr ton时,变压 器原边电流 I p=I m+I load.其中磁化电流 Im是无法传送到副边的能量 . 在 Tr toff期间此磁能无法被泄放 ,磁 化能量将引起较高的反压加在 Tr 之 C . E 极间而损坏 Tr.另一方

3、面磁化能量的存在将使变压器CORE 趋于饱和 , 产生很大的集电极电流 Ic, 使 Tr损坏.为解决上述问题 ,通常在变压器中设置一消磁绕组 NR, 将 磁化能量反馈到电源输入端 .当 Tr ton时,储能电感 L内的电流将直线增加 ,如下式所示 : diL / dt=V s-V o / L而 Tr 集电极电流 Ic=Ip 可用下式表示 : Ic = Ip= I load +I m = IL / n+(T S* Dmax*V IN) / L式中 n: 初级与次级之匝数比 (Np/Ns) IL: 输出电感电流 ,即输出负载电流 .(A)Im: 磁化电流 .(A) Ts: 工作周期 . Ts=1/

4、fs (s)Dmax: 最大导通占空比 (D max = t on/T s)L: 输出电感器之电感值 (uH)VIN: 输入直流电压 (V)变压器磁化电流可由下式求得 :Im = V IN *t on / Lm = V IN*T S*D max / Lm因为 Vout = D max*V IN / n( U= e=N*d/dt= N*Ae dB / dt=d/dt=Ldi/dt)而V IN = n*V out / Dmax 所以 Im = 0t VIN*dt / L = n*T S*V out / L m则 Ic 之关系式可改写为 : Ic= Ip = IL / n+n*Ts*V out /

5、Lm若忽略磁化电流部分 ,原边峰值电流 Ic 为:Ic = Ip = IL / n = 2Pout / ( I*NV*D max)式中 IL=Io :负截电流 (A) ; Pout: 输出功率 Pout=Vo*I o (W)设= 80%. Dmax=0.4. 则 Ic = 6.2Pout / VIN当 Tr 导通时间结束时 ,副边峰值电流 Is 为 :Is = IL+ton*(Vs-Vo+Vf) / 2L Vf: 二极管正向压降 .在能量转换过程中 ,次级电流对磁芯起去磁作用 ,初级电流仅有很小一部分用来磁化磁芯 .依据变 压器原理 ,次级在初级有反射电流 I's.I's =

6、Ns*Is / N p = Is/n则Np* I's= -Ns*Is如果激磁电感 Lm为常数,激磁电流 I m线性增长 ,并等于原边电流与反射电流之差 :Im = V IN*ton / L m = Ip-I's = (I p -Is*Ns) / N p磁化电流在导通时间结束时达到最大 ,当 Tr toff时,副边感应电势反向 ,二级体 D2截止.Is=0, ton 期间存 储在磁场中的激磁能量 ER=(LI 2m / 2)在 toff时应有释放通路 ,且须保持与储能时间相同 .因为当正.负伏秒 值相同时 Im方才等于零 ,如此 ,复位时间 tr为tr V IN *t on /

7、ER N R*t on / Np式中 NR为消磁绕组圈数 .因为 NR=Np. 则 trton, 所以 Dmax 需低于 50%第三节 . Forward 变压器设计方法 .一 . Forward Transfotmer 设计时之考虑因素 :1. 铁芯饱和问题 .选用饱和磁通密度 Bs尽量高 ,剩余磁通 Br 尽量低的 CORE,使其能承受大的磁场 也就是大的电流 ,实现小体积大功率 .2. 电压的准位性 .在多路输出变压器中 ,各绕组的伏特秒尽量保证一致 ,各绕组之电流密度应保持一致 ,使损耗有相同值 .3. 传输功率 .应考量在额定输出功率下应留有一定余量,通常功率余量不应小于 10%.4

8、. 电流容量 . 有足够的电流容量 ,以减小耗损 .5. 工作频率 . 将决定 CORE 的 B 和导线直径 .6. 磁化电流 Im .应使磁化电流尽可能低 ,激磁电感尽量大 .所以需用高磁导率的 CORE.7. 损耗 P . (P =Pfe+Pcu)a. 铜损 Pcu 包括低频损耗和高频损耗 ,低频损耗很容易计算 ,也比较容易解决 ,通过增大导体截面 积减小 RDC 即可降低损耗 .线圈的高频损耗因涉及涡流损耗 .趋肤效应 ,邻近效应等问题很难精确确定 .2Pcu=I rms*R HF(RHF: 高频时导体的有效阻抗 )从上式可见有效电流 Irms正比于 Pcu,而 I rms=I pp D

9、. 即 Pcu正比于 D,反比于 VIN .在 V IN最低时 Pcu最大.b. 铁损 PFe 又包括磁滞损和涡流损 .磁滞损正比于频率和磁感应摆幅 B. 涡流损与每匝伏特数 和占空度 D有关,而与频率无关 .V IN=Np d / dt 即 VIN/Np=d/dt .可见涡流损耗与磁通变化率成正比 .8. 温升 . 变压器损耗使得线圈与磁芯温度升高 ,温升又使损耗尽一步增加 ,. 如此恶性循环将导致 变压器损坏 .因此 ,设计时必须限制温升在一个可接受的范围.变压器温升循环图如图 2.温升对 CORE 之功率损失特性图参照各厂商之 DATA BOOK.9. 漏电感 .在实际变压器中 .因磁通

10、的不完全耦合而产生漏磁通 . 转换成漏电感形式存在变压器中 , 漏电感 Lk 之关系式 LK= uo*ur*A*N2 / *10 -2上式中: L K :漏电感:铜窗之排线宽度 (cm) A: 两绕组间之剖面积 (cm)ur=1 相对磁导率 .uo= 4 *1-07N: 匝数因漏感是一个限制电流 Ip 通过的阻抗 .所以它将影响变压器的电压准位特性 .同时漏电感所存能量 在 Tr off 时将释放 ,产生尖峰电压 , 造成组件损坏和电磁干扰 ,采用吸收电路后将使效率降低 ,因此在设计 变压器时 ,应于 CORE 选择 .绕组结构 ,工艺工法上设法减小漏感 .10. 分布电容 .或称杂散电容 .

11、分布电容的存在在电源转换过程中 , 会传输绕组间的共模噪声 ,增加 原副边的漏电流 .在通信变压器中 ,杂散电容影响信号的频率响应 .高频变压器中的杂散电容包括 a. CW to CORE .b. CW to W .c. CLaye to Layed. C 匝间 等 .因降低杂散电容与减小漏感相互矛盾 .故设计时须根据用途权衡利弊做取舍温度升高Bmax下降下降Lm下降T=23.5P/ AP or t=Rth*PBm =Bs - Br=B/H2Lm=KN2Im上升Im=(V IN*t on)/L mIp上升Ip=I m+I LoadB上升 ,铁损上升 I2R增大,Pcu上升B= H= *(0.4

12、 NeI)/L特性评估P=Pcu+Pfe至 CORE 达温升太高而饱和图 2. 变压器温升循环图. 变压器设计流程决定 CORE 材质决定 CORE 规格高 Bs, 低损耗 , 低成本4AP = PS * 104 / (2B f J Ku)设计圈数比初次级圈数设计计算线径温升计算n = V IN Dmax / (V o +V f)Np = V IN ton / ( B A e) ; Ns = Np / ndw = (4Aw/ )t = 23.5P / AP决定绕线结构特性评估综合考虑 LK, C分布, 易制性 .效率 ,频宽,电压准位 .EMI.第四节 . Forward Transforme

13、r 设计实例 . 设计步骤 :step0SPEC: VIN fsVoIoPo 限制 .step1 选择 core材质 .决定 B.step2 计算 core之 AP 值,确定 core型号规格 .step3计算 Np Ns.step4计算线径 dw, 估算铜窗占有率.step5估算损耗 . 温升 .step6结构设计.step7样品制作.step8性能评估(DQ).设计举例 :Step0 取得相关规格 (SPEC)例 : 155W PC PowerMAIN X'FMRSPEC: INPUT: AC 180265V50HZOUTPUT: DC+5V-15A+3.3V-12A100W MA

14、X TOALT155W+12V-4.2A 68%, fs: 100KHZ; 电路接线图如图 3. 风冷散热 .Step1 选择 core材质.决定 B.功率变压器所用功率铁芯应选择高 i.低损. 高 Bs材料.目前因软磁铁氧体具备以上要求而被得以 广泛应用 .在此选用 TDK 之 PC40 材质.其相关参数 :Pcv: 410 kw/m3 100KHZ 正弦波i : 2300 2±5%Bs : 390mTBr : 55mT 100 因 Forward电路之磁芯为单向磁化 ,要使 core不饱和 ,磁芯中磁通密度最大变化量为 : B<Bs-Br.故 PC40材之 B=390-55

15、=335mT.但实际应用中由于有高温效应 ,瞬变情况等引起 Bs, Br的变化 ,使 B动态 范围变小而出现饱和 ,因此 ,设计时必须留一些安全空间 ,通常选择 75%(Bs-Br),用以限制饱和 ,此方法可 使Pfe略小于 Pcu. B选得过小会使匝数增加 ,Pcu增大,产品体积变大 ,但 B选得过高 ,则Pfe将增加.且易饱 和.PC40材最高可取 B=300MT. 此时 Pfe稍高,可调节电路导通比 ton/Ts (D)来解决铁损问题 .本例选择 75%Bm: B=(390-55)*0.75 251mT 0.25T.Step2 确定 core AP 值.决定 core 规格型号 .AP=

16、A W*Ae=(Ps*10 4)/(2 Bs*fJ*K u) 式中AW: core之铜窗面积 . ( cm2)Ae: core 有效截面积 . ( cm2) Ps : 变压器传递视在功率 ( W ) Ps=Po/+正P激o 式 ( )B: 磁感应增量 ( T ) fs : 变压器工作频率 ( HZ )J : 电流密度 ( A ) .根据散热方式不同可取 300600 A/cm2 Ku: 铜窗占用系数 . 取 0.2.本例选择 : B=0.25Tf s=100*10 3 HZJ=400A/cm 24 3 4AP=(155 0.68+155)*1÷0 4/(2*0.25*100*10 3

17、*400*0.2)=0.96cm 4上式中之铜窗占有系数 Ku 是以 0.4A W 可用 ,且原副边绕组各占用 50% 而定的 .若副边绕组数过多或 占用率超过可用空间的一半时 ,可适当调大 AP 值选择 CORE 规格 .查阅 TDK DATA BOOK. 选用 CORE ERL28 PC40 其参数为 :4 2 2 3AP=1.20 cm4 Ae=81.4 mm2 Aw=148mm 2 Ve=6143mm 3 AL=2520 ±25% Pt=228WStep3 计算 Np Ns.(1) . 计算匝比 n = Np / Ns设 Dmax = 0.35n = Np / Ns = V

18、i / Vo = Vin (min)*D max / (V o+V f)式中 VIN(min)=180*0.9* -202=209 VDCVf : 二极管正向压降n=(209*0.35)/(5+1)=12.19 12CHECK DmaxDmax=n(Vo+Vf)/Vin(min)=12(5+1)/209=0.344 0.34(2) . 计算 NpNp=Vin (min)*ton/( B*Ae) = 209*0.34*(1/100*10335TS2ton=D max* Ts (us) Ae ：有效截面积 (mm2)Ts=1 / fs (us)(3) . 计算 Ns5vNs = Np / n =

19、35 12 = 2.92÷取 整为 TS(4). CHECK Np (以 Ns验算 Np) Np = Ns*n = 3*12 = 36TS取 Np = 36TS从电路原理图可知 ,本例之 3.3V 与 5V使用同一副边绕组 . +3.3V 另加磁放大器调整故不再计 算 Ns3.3.(5).计算 Ns12VNs12V=(Vo+V f)*Np*Ts/Vin(min)*t on=(12+1)*36*10/209*3.4=6.597TS(6).确定 NRNR = Np = 36TS通过本步序 Np Ns 已全部确定须再 CHECK B 之选择合理性Np=36TSN R=36TSNs5=3TS

20、Ns12=7TSB=Vin (min) *D max*Ts / (Np*Ae) = (209*304*10)/36*81.4=0.24T B+Br < Bs0.24 + 0.055 = 0.295< 0.39 OKStep4 计算线径 dw(1) . 求初级线径 dwpIp = Pi / VL = Po / ( *mDax*V IN) 3.21AIprms= Ip* D = 3.21* =A2Awp = I/J = 1.87/5 = 0.374mm 2dwp= (4Awp/ ) (4*0.374/3.14)= 0.69mm0.7mm or 0.45*2(2) . 求 NR 绕组线径

21、 dwR.2NR = 36TSL = N2*ALL = 36 2*2520*0.75 = 2.4mHIm = V IN*t on / L = (209*3.4) / (2.4*10 3) 0.3A2AWN = 0.3 / 5 = 0.06mm2dw N= (4*0.06/3.14) = 0.276mm 0.28mm(3) . 求绕组 Ns5之线径 dws5Aws5 = I / J因+3.3V 与 5V为同一绕组 , 功率限制为 100W.故可近似求得 Io=100/5=20AIsrms=20* 0.34=11.7 A Aws5= 11.7 / 5 = 2.34mm2此导体截面积较大 ,不适合圆

22、铜线绕制 ,采用铜片 .查 ERL28 BOBBIN 幅宽 22.3mm±0.3mm.考量 扣除挡墙约 4mm,则有 22 - 4=18mm 之可绕宽度 ,预留适当空间 (1mm) 则 :2.34mm2 ÷ 17mm = 0.14mm选择： 6mils*17mm 之 copper foil.(4) . 求绕组 Ns12 之线径 dws12Irms = Io* mDax = 4.2* 0.34 = 2.45 AAws12 = 2.45 ÷5 = 0.49mm2dws12 = (4*0.49 / 3.14) = 0.79mm 0.80mm考量 fs100KHZ . 频

23、率较高 .估算趋肤效应时之电流穿透深度 66.1/ f=66.1÷100000=0.209mm此为 20之穿透深度100约为 0.25mm则可调整 dws12 = 4* 0.4mm.Step5 估算温升 ,损耗 .(1) . 铜损 Pcu Pcu=I2RPcu = 2I2prms*Np*l p*X式中. Iprms 原边有效电流 (A)Np 初级匝数 lp 线圈平均匝长 (cm) ERL28 之 l p=4.88X 100 时之铜阻 /cm上式是以 2 倍原边铜损为估算基准 ,求得之 Pcu2Pcu = 2*1.41 20.46W(2) . 铁芯损耗 PfePfe=PV *P ePV:单位体积损耗 W/cm3 Ve: core 体积 cm3PV 可从供货商之 DATA BOOK 查得 ,查 TDK DATA BOOK 可知当 B=0.24T fs=100KHZ时 PV 0.41W/cm