绕线式转子无刷双馈电机控制分析

1、精品3 绕线式转子无刷双馈电机控制系统分析无刷双馈电机在双馈方式下运行时具有普通同步电动机的特性， 可能在恒压频比的开环控制下稳定运行， 但是其转速和负载转矩的动态性能比较差， 负载突变时转速容易振荡，存在失步的危险。为了改善 BDFM的运行性能，需要对它进行闭环控制。由于 BDFM又具有异步电动机的特点，因此适用于异步电动机的控制策略都可以用于对 BDFM的控制，如标量控制、直接转矩控制、转子磁场定向控制、参数自适应控制等。目前，国内外学者对 BDFM的控制进行了较为深入的研究。本课程主要对几种常用的控制策略进行分析。3.1无刷双馈电机的标量控制BDFM理想的运行方式是双馈运行。在双馈方式下

2、，按照式nr60 f p ，p p pc通过闭环控制 BDFM控制绕组的频率和电压大小，就可以实现对电机转速和功率因数等特性的动态控制。这就是标量控制的基本思想。图 3-1 为 BDFM的标量控制框图，系统通过两个简单的 PI 调节器来实现对电机的动态控制。本系统有两个给定，即速度和功率因数。系统通过对电机转速和功率绕组电量的检测，利用 CPU计算出实际的转速和功率因数，再将它们与给定值进行比较。 当转速出现偏差（有可能失步）时，系统就自动调节控制绕组频率来减小和消除偏差。当功率因数出现偏差时， 系统就自动调节控制绕组的励磁电流（或电压）来减小和消除偏差，保证系统稳定可靠运行。当负载一定和功率

3、因数给定时， 对应的控制绕组的励磁电流可以通过稳态电路来计算。只考虑控制绕组系统的等效电路如图 3-1 所示。根据该图可以计算出控制电流与负载和功率因数的关系。感谢下载载精品图 3-2 BDFM标量控制框图假设功率绕组系统的功率因数角为 （带后），电磁功率为 Pemp ，则在忽略定子损耗时功率绕组电流 I p 为I pPemp（3-1 ）3U p cos假设功率绕组电流系数为 kip ，则转子电流 I r ，为PempI r kip 3U p cos（3-2 ）感谢下载载精品由图 3-2 可得转子回路的电压方程为U sp I r Zr Ecr I r Zr I c jx crm（3-3 ）式中

4、Zr 转子复阻抗；xcrm 定子与转子间互感。结合式（ 3-2 ），式（ 3-3 ）可以计算出控制绕组电流I c 为PempI cU spkip 3U p cosZr(3-4)jxcrm控制系统中要求功率因数维持常数，以提高电机的效率和减少无功功率。因此，当负载发生变化时，就可以按照式（3-4 ）的规律来调节控制绕组电流（电压），以保证功率因数等于给定值不变。标量控制是利用稳态电路模型来建立控制算法，系统比较简单， 硬件和软件都容易实现，可以在较低价格的微处理器上实现。采用标量闭环控制，BDFM的稳定性和动态性能得到了较大的改善和提高。该控制适用于对动态性能要求不高的场合，如煤态的通风机、水泵

5、等。3.2无刷双馈电机的直接转矩控制直接转矩是直接在定子坐标上计算磁链和转矩的大小，并通过对磁链和转矩的直接跟踪实现功率变换器的PWM输出，来控制电机的动态行为， 该方法不需要复杂的坐标变换， 对参数变化也不敏感， 可以很好地满足系统高动态性能的要求。异步电动机的矢量图如图3-3 所示。感谢下载载精品利用异步电动机的稳态电路和转矩关系，可以推导出异步电动机的电磁矩表达式为ps r sin（3-5 ）TemL2式中 L 2 转子漏电感；s 定子磁链；r 转子磁链；定、转子磁链夹角。可见电磁转矩与磁链成正比。与角成正弦关系。在直接转矩控制中，需要控制定子电压来维持定子磁链幅值为额定值，以便充分利用

6、电机铁心。转子磁链幅值由负载决定。由式（3-5 ）可知，要控制电磁转矩大小，可以通过直接改变角来实现。在直接转矩控制中，可通过控制定子绕组电压矢量在空间瞬时加速或减速来改变角的大小。异步电子机定子绕组电压矢量在空间的转速和方向是通过控制功率变换器的开关开断时间和顺序来实现的。图3-4 为功率变换器电路，主电路由三组开关（SU 、 SV 、 Sw ）组成。感谢下载载精品当 SU （ SV 、 Sw ）=1 时，表示桥臂上边开关闭合，下边开关断开；当（ SU 、 SV 、 Sw ）=0 时，表示桥臂上边开关断开，下边开关闭合，则这三组开关共有 8 种状态，见表 3-1 。它能输出 8 种电压状态，

7、电压加在绕组上产生电流， 形成的合成磁动势也有 8 种状态，相应的空间矢量如图 3-5 所示。由图 3-4 和图 3-5 可知，如果控制变换器的开关状态按照1、3、2、6、4、5、1 顺序变化，则在电机中产生的合成磁动势及其磁链变化的轨迹为正六边形， 旋转方向是顺时针方向； 如果控制变换器的开关状态按照 1、5、4、6、2、3、1 顺离变化，则在电机中产生的合成磁动势及其磁链变化的轨迹仍为正六边形，旋转方向是逆时针方向。 可见，定子磁链变化规律由定子电压决定。表 3-1变换器开关状态状态SU SV SwFiU i0000F0（ 000）U 0（000）1001F1U 1（ 001）（001）2

8、010F2（ 010）U 2（010）3011F3（ 011）U （011）34100F4（ 100）U 4（100）感谢下载载精品5101F5（ 101）U 5（101）6110F6（ 110）U 6（110）7111F7（ 111）U 7（111）在直接转矩控制中，就是通过电压空间矢量来控制定子磁链的旋转速度和方向，控制定子磁链走走停停或正走走反走走，以改变定子磁链的瞬间速度大小；而转子磁链速度由定子频率的平均速度决定， 它不会突变。 因此，瞬间改变定子磁链的速度，就改变了 角的大小。由图 3-3 可知，当定子磁链的速度增加时，角会变大，相应地电磁转矩也会增加。由于 BDFM的功率绕组不可

9、控制， 仅控制绕组励磁可控， 机时 BDFM的总电磁转矩由两套绕组的励磁共同产生， 因此不能用传统的普通异步电动机直接转矩控制方法来控制 BDFM。于是，有学者提出了基于一套绕组来估计磁链和转矩变化的 BDFM直接转矩控制方法。该方法使用转子速dq 坐标系 BDFM数学模型。并引入一个电磁转矩变化量表达式（3-6 ），来进行辅助计算和控制。&& &&dsp&&TemPp (iqsp dspiqspi dspqspidsp qsp )&&&（3-6 ）dscidsc&pc (i qsc dsciqscqscidsc

10、qsc )由此就可以得出控制绕组电压与电磁转矩的关系为uqsc122&*3Tem（3-7）udsc*3122 111&sc式中， 13、 13 是与电机参数相关的系数。 可见控制绕组电压与转矩的变化量直接相关。 只要估计出转矩和磁链的变化值， 控制绕组需要的励磁电压就可以根据式（ 3-7 ）计算出来。然后可以求出功率变换器的开关状态函数，控制功率变换器使之输出 BDFM所需要的电压值和频率值。 BDFM的直接转矩控制框图如图 3-6 所示。感谢下载载精品BDFM的直接转矩控制需要测量定子绕组的各相电压、电流以及转子速度，并进行计算估计电机的磁链和电磁转矩。 然后计算转子速坐标系

11、下控制绕组的电压值，再进行坐标变换得到静止坐标下三相电压控制值。 最后控制功率变换器输出相应的电压， 需要高速处理器来设计控制系统， 因而成本较高， 但其控制性能十分优越。3.3 无刷双馈电机的转子磁场定向控制对异步电机进行矢量控制时， 需要先将电机的空间矢量经过坐标变换， 将三相静止坐标变换成同步旋转的 dq 坐标，并将坐标的 d 轴固定在转子磁链方向上。因此，经过变换后的空间合成矢量（电流、电压、磁动势、磁链等）都变成了直流物理量，电机的控制量很容易确定， 也很容易控制。 但是 BDFM在双馈运行时，电机中存在不同转速的两个旋转磁场， 不能像普通异步电机那样确定一个惟一的同步坐标系，因此

12、BDFM的矢量控制需要建立双同步坐标系统。感谢下载载精品为了简化模型， 将控制子系统和功率子系统建立的转子磁场进行定向， 即将功率子系统的同步坐标中 d 轴固定在功率子系统转子磁链方向上， 将控制子系统的同步坐标中 d 轴固定在控制子系统转子磁链方向上， 将控制子系统的同步坐标中 d 轴固定的控制子系统转子磁链方向上。 因此，两个子系统中 q 轴方向的转子磁链等于零，即drpLrp 2idrpLsrp 2idsprp（ 3-8）Lrp 2iqrpLsrp 2iqsp0qrpdrcLrc 2i drcLsrc2idscrc（ 3-9）Lrc 2i qrcLsrc2iqsc0qrc将式（ 3-8

13、）、式（3-9 ）代入双同步速模型中，会得到达 BDFM转子磁场定向的数学模型为udsprspLsp2 pp Lsp200Lsrp 2 pp Lsrp 2uqspp Lsp2 rspLsp2 p00pLsrp 2Lsrp 2 pudsc00rscLsc2 pcLsc2Lsrc 2 pcLsrc2uqsc00cLsc2rscLsc2 pc Lsrc 2Lsrc 2 p0Lsrp 2 p0Lsrc 2 p0rrLr p00s Lsrp 20sLsrc 20s Lrc 2sLrp 2rridspiqspidsciqscidriqr（3-10 ）BDFM在双馈运行时，两个子系统的转差频率相等，即ssp

14、sc 。由此，可进一步得到BDFM转子磁场定向的电磁转矩为Lsrp 2Lsrc 2Tempp Lrp 2rp iqsppc Lrc 2rc iqsc（3-11 ）BDFM在双馈运行中，只有控制子系统的励磁可以调节，因此对BDFM的电磁转矩调节只能通过改变控制子系统的转矩来实现。在 BDFM矢量控制中，被控制的物理量是控制绕组的电流。从BDFM的双同步模型中寻找控制绕组感谢下载载精品电流与其他量的关系是BDFM矢量控制的关键。由式（ 3-10 ）的第五行求得转子电流d 轴分量为drpprc(3-12)idrrr由式（ 3-9 ）和式（ 3-12 ）可得定子电流 d 轴分量为idsc Tc2 p1

15、rcLrc 2 p rp(3-13)Lsrc 2Lsrc2式中 Tc2 转子励磁时间常数， Tc2Lrc2 / rr 。可见，控制子系统的转子磁链rc仅由子电流 d 轴分量 idsc 产生，与 q 轴分量 iqsc 无关。由式（ 3-10 ）的第六行求得转差频率与控制电流的关系为srriqr（3-14 ）rprc将式（ 3-9 ）代入式（ 3-14 ）得sLsrc 2iqsc（3-15 ）T(rprc)c 2式（ 3-15 ）是转差频率控制方程，反映了转差频率与iqsc 之间的关系。所以，式（ 3-11 ）、式（3-13 ）和式（ 3-15 ）构成了 BDFM的转子磁场定向控制方程。在控制子系

16、统中，转子磁链rc 由 idsc 控制，转矩由 iqsc 控制。这样在维持 rc不变时，通过改变 iqsc 就可以实现对 BDFM的动态控制。基于上述控制算法的BDFM转子磁场定向控制框图如图 3-7 所示。感谢下载载精品系统先检测出BDFM的功率绕组和控制绕组的电压、电流和转子速度等物理量，利用双同步模型计算出电机转子磁链和转矩等。系统将角速度物理量，利用双同步模型计算出电机转子磁链和转矩等。系统将角速度给定值r* 与实测反馈值r 合成后，经过速度调节器输出转矩给定值Temc* ，与转矩计算值Temc 综合后，经过PI 调节器输出控制绕组q 轴电流分量的控制信号。转子磁链给定值drc* 与计

17、算值drc 合成后，经过 PI 调节器输出控制绕组d 轴电流分量的控制信号。最后经过坐标变换得到三相控制信号去控制功率变换器输出。3.4 绕线式转子无刷双馈发电机控制目前文献关于无刷双馈电机控制策略大多集中于BDFM作为电动机运行时策略。或作为并网发电控制策略。无刷双馈电机的运行特性类似极对数为p ppc 的绕线式电机，从控制角度感谢下载载精品来看可以把应用于普通异步电机的控制策略如标量控制、磁场定向控制、 直接转矩控制用于 BDFM的控制。但是 BDFM由于其本身电机的特殊性， 它存在两套定子绕组，转子绕组与两套定子绕组均有磁场耦合， 其电机结构、磁场耦合关系复杂。普通异步电机最复杂的磁链方

18、程， 电感矩阵是交变的定转子互感， 与定转子绕组轴线夹角成比例。 无刷双馈电机的电感矩阵更复杂， 包含功率绕组与转子绕组互感和控制绕组与转子绕组互感， 由于功率绕组和控制绕组极对数和通入电流频率不一样，其定转子绕组轴线也不一样。 因此其控制方程式更为复杂， 控制方法也复杂。做发电或电动运行时由于只有控制绕组可控， 而功率绕组是不可控的， 导致其控制策略和方法与传统的感应电动机的控制策略和方法有所不同。 另外电机的参数，特别是定转子绕组互感相对普通异步电机而言不易估算准确， 目前针对无刷双馈电机参数估算的方法主要有理论计算方法和基于实验和理论计算结合方法，这些方法都只能是近视计算。 前面推导的无

19、刷双馈电机数学模型对等效电路参数特别敏感， 电机参数又无法准确估计， 特别是定转子间互感。 对电机控制更是带来了很多不利的影响。通过借鉴目前 BDFM作为电动运行的一些控制策略，结合无刷双馈电机单机发电模型，对无刷双馈单机发电的各种闭环控制方法， 下面主要就无刷双馈单机发电机运行标量控制、 单机发电转子磁场定向控制策略进行研究， 在此基础上提出一种基于转子电流测量的控制模型。3.4.1无刷双馈电机单机发电运行数学模型以上数学模型都是依照电动机惯例推导出无刷双馈电机数学模型，当其用于单机发电（不并网）时，系统给定量是原动机转速、转矩，要求控制量是功率绕组端输出电压（电流）幅值和频率。为了更好得到

20、带载仿真模型，需要按照发电机惯例重新改写方程式。无刷双馈发电机单机发电带载运行时，假定三相负载对称，负载阻抗ZLRjXL，其中X L 2 f p LL。按照发电机惯例，图中所表示均为电压和电L流正方向。感谢下载载精品整流icaK1i paL LRLC逆 icb BDFMi pbL LRL变 i cci pcL LRL不控整流市电原动机220V图 3.8无刷双馈电机单机发电带载系统结构1 ）电压源模型如果控制绕组侧变频器是电压源型逆变器， 则可控量为变频器输出交流电电压和频率。下面推导电压控制源控制模型。在静止坐标系下，无刷双馈发电机电压方程可写为：uspRp00ispLsp0M pri spu

21、sc0Rc0iscp 0LscM cri sc（3.16 ）ur00RrirM rpM rcLrir其中功率绕组端电压满足基尔霍夫电压定律：uspaRL00i spaLL00ispauspb0RL0i spbp 0LL0ispb（3.17 ）uspc00RLi spc00LLispc由此得功率绕组定子电压方程可得：ispa RLpLL ispaRp00ispaLsp0M prispaispbRLpLL ispb0Rp0ispbp Lsp0M prispbispc RLpLL ispc00RpispcLsp0M prispc整理后可得功率绕组定子电压方程：0Rp RL00i spaLspLL0M

22、 prispa00Rp RL0i spbp LspLL0M prispb000Rp RLi spcLspLL0M prispc定子转子电压方程改写为：感谢下载载精品0Rp RL00i spLsp '0M prispusc0Rc0i scp 0LscM criscur00 Rri rM rpM rcLrir其中：LspLmsp LLLmsp / 2Lmsp / 2Lsp 'Lmsp / 2L sp Lmsp LLLmsp / 2Lmsp / 2Lmsp / 2L sp Lmsp LL由于负载电感并不参与电机励磁，因此定子控制绕组、转子自感没有变化、定转子互感磁链并没有影响。静止

23、abc 坐标系下， 转矩方程没有变化， 磁链方程仅电机定子功率绕组三相自感磁链增加LL 。采用前面坐标变换无刷双馈发电机在转子速dq0 坐标系上电压方程变为：0rp rL pLsp 'p p r Lsp '00pM prp p r M pr0pp r Lsp 'rL rp pLsp '00pp r M prpM pruqc00rcpLscpcr LscpM crpcr M crudc00pcr LscrcpLscpcr M crpM cr0pM p0pM c0rrpLr000pM p0pM cr0rrpLr（ 3.18 ）上式是在已知负载阻抗大小情况下推导无刷双

24、馈发电机模型， 该模型适合仿真运算推导无刷双馈发电机运行规律。 在单机发电实际应用中实际上由于无法提前预知负载大小， 因此上式不能应用于控制模型。 控制模型中给定量仍然是功率绕组端电压大小，因此控制模型数学模型仍然不变。无刷双馈电机在发电运行，通常是在功率绕组端开路情况下先自励发电起动，等电压稳定后再切入负载。2）电流源模型如果控制绕组侧变频器是电流源型逆变器， 则可控量为变频器输出交流电电流和频率。电流控制源控制模型相比电压源模型更为简单， 其控制动态相应更快。如果控制绕组电流已知可控，那么去掉控制绕组电压方程，转子速 dq 坐标系下电压方程变为：iqpidpi qci dci qri dr

25、感谢下载载精品uqprppLspppr LsppM prppr M priqpudpppr Lspr ppLspp pr M prpM pridp（3.19）M cr piqcpM pr0rrpLr0iqrM cr pidc0pM pr0rrpLridr与前述相比，方程组进一步得到简化。3.4.2绕线式无刷双馈电机单机发电标量控制1）功率侧电压幅值稳定的控制算法由同步发电机发电的内部磁场分析，忽略电机的漏感、 磁路饱和和绕组内阻的影响，我们可以得到功率侧的稳定运行时的时- 空矢量图 ( 图 3.9) 。q?. jI p xtE0?U p?I p?I qpI f?dI dp图 3.9功率侧的稳定

26、运行时的时- 空矢量图?端电压 U p 为我们的控制量。电机携带感性负载，因此有一个滞后的功率侧?电流 I p ，其在直轴 d 的分量为 I dp ，在交轴 q 的分量为 I qp ，与端电压滞后一个功?率因数角。类比于同步电机，这里也有一个励磁电流I f ，在转速恒定时，在?功率绕组侧产生感应电动势E0 ，其经过电机绕组的自感xt 压降，就得到了功率?端发电电压。励磁电流I f 在无刷双馈电机里为转子绕组电流的一部分分量，根据转子磁场调制的理论， 推理出，这一励磁分量与控制绕组电流的 I c 成线性关系。因此，从控制绕组建立电流 I c 的闭环，可以控制功率侧的电压，从而能稳定电压值。感谢下

27、载载精品当突加电阻性负载时， 功率侧电流 I p 会突然增大， 功率因数角不变，励磁电流不变，因此会造成端电压 U p 小幅度下降，但突加感性负载时， 功率侧电流 I p会突然增大，且滞后电压角也会增大，这会造成直轴的去磁分量电流I dp 增大，?从而造成合成的励磁电流减小， 使功率侧感应电动势 E 下降，造成端电压 U p 的0?跌落厉害，因此感性负载对发电系统影响很大。这时就需要增大励磁电流I f ，因此我们要增大控制绕组的电流I c 。相反，当突减感性负载时，要稳定电压，我们需要减电流 I c 。为保持功率端电压 U p 的稳定，采用电流、电压双闭环的标量控制策略。 BDFM 在发电状态

28、下稳定运行时， 主要扰动量为负载的波动， 当负载突然增大时， 会引起功率端电压 U p 下降，低于给电压给定。此时，电压闭环控制系统会调节控制绕组电流 I c 增大， I c 建立的闭环控制系统会调节功率侧励磁电流的增大，提高感应电动势，从而抬升U p 值。反之亦然，这样，经过电压、电流控制环，我们就能稳定功率侧电压 U p 的值。负载电压变换功电压测量率绕um组*-i变um+*+PIPIc频BDFM-器ic电ia流ib ic测电流变换量f p*f cf p ( pppc ) nr160s转速测量 nr图 3.10绕线式 BDFM发电的标量控制图感谢下载载精品2）绕线式无刷双馈电机单机发电的过

29、程分析绕线式无刷双馈电机单机发电的控制策略是建立在一定的调速范围的，本文设定的调速范围为（ 3501500） r/min 。发电过程会有两个阶段：第一个阶段为自启动建立电压的过程；第二个阶段为加入负载之后动态响应的问题。(1) 自启动建立电压过程：如图 3.8 的发电系统结构，电机旋转到指定速度后，开启不控整流为母线上的电容充电到一定电压后开启逆变， 在电压建立之前，电机是不能携带大功率负载的。 因为建立电压时， 母线上的电压不稳定， 在亚同步速和超同步速启动时， 母线上的功率流动会反向， 因此加入负载很容易造成母线电压不稳造成系统崩溃。 但是我们单机发电必须携带变频器的整流和逆变部分才能建立

30、符合要求的电压， 因此，开机时必须携带变频器负载， 变频器负载为非线性负载，它的电压和电流非正弦化，这样就会给功率端的发电造成谐波污染，对电机的控制很有影响。 解决这个问题的办法就靠变频器的 PWM整流模块，通过适当的控制算法， 使变频器功率侧的电压、 电流为标准正弦量， 且功率因数接近1。这样无论在亚同步速还是超同步速，都能使发电系统开机自启动建压。(2) 电机完成自启动建立电压稳定后，需要带负载运行，由上面的分析知，发电系统带感性负载时， 响应速度很慢， 为提高系统对感性负载的响应速度， 我们在这里提出一种方法：在 PI 电流环前引入负载无功电流分量，做前馈补偿。这种算法是采样负载端的三相

31、电流， 通过功率侧的锁相环得出功率侧发电的功率因数角p ，经过功率绕组侧的同步坐标变换，求取电流的无功电流分量iqp ，将他等比例折算到控制绕组侧，在控制侧的PI 环上进行电流补偿。改进的控制策略图见图 3.11 。感谢下载载精品负载um电电压变换压测量iqpp电流折算电流变换功率绕组iqcum*+ -PIic*+ +PI变BDFM-频器ic电ia流ib测电流变换量icf p*ff( pp ) nr1cppc60s转速测量nr图 3.11 加入电流前馈补偿的控制框图图中的功率绕侧的电流到控制绕组侧的电流折算目前是按定子绕组的级对数比来等比例分配的，即 iqcpciqp 。在实验过程中，这一比例

32、可以根据实际情pp况灵活调试，以达到最佳效果。经过电流前馈补偿后， 发电系统带负载时， 动态响应会加快。 在实际控制系统中，会出现突减负载的情况。 因为负载电流的采样滤波时间常数较大， 在突减感性负载瞬间， 前馈电流仍然保持负载存在时的较大值， 而导致控制侧励磁电流较大，因此会出现功率侧输出电压过冲， 尤其是在突减感性负载时， 如卸掉异步电机负载。因此，在程序设计时，需要给控制侧电流设定一个上限幅值，这相当于一种保护。3）绕线式无刷双馈电机单机发电的矢量解耦控制策略异步电机可以根据坐标变换理论，将三相绕组转换为正交的两相绕组，从而实现互感参数与转子速度的解耦。将交流量变换成伪直流量， 方便我们

33、对其进行有功和无功的分解，实现像直流电机那样的，转矩与磁场分开控制。对于BDFM，其气隙中存在两个不同速度的旋转磁场，无法通过一个坐标变换就能将功率侧、感谢下载载精品控制侧的电压、 电流量转换为我们易于控制的直流量，不能在一个坐标系下就实现磁场的定向控制， 为了解决这一问题， 采用一种双同步速的坐标变换，试图实现 BDFM在单机发电时，稳定功率侧的旋转磁场的定向控制，从而提高电机发电时带负载时的动态响应。根据推导，可以得到转子速 d-q 坐标系下的电压方程。uqprppLspPpr Lsp00pM prppr M priqpudpPpr LsprppLsp00ppr M prpM pridpu

34、qc00rcpLscPcr LscpM crpcr M criqcudc00Pcr LscrcpLscpcr M crpM cridcuqrpM p0pM c0rrpLr0iqrudr0pM p0pM c0rrpLridr(3-20)转子绕组短接，所以有：ururpurc0(3-21)i ri rpirc其电磁转矩为：Te pp M pr (iqp idc idp iqr ) pc M cr (iqc idr idc iqr )(3-22)从转子速坐标系的电压模型来看， 方程实现了定子、 转子侧三相对称绕组到直角正交的两相绕组的变换， 使绕组间的互感参数与电机转速解耦。 功率侧、控制侧的电流频

35、率不同， 模型中耦合着两种不同频率的电流， 无法在转子速上进行解耦。这个时候，我们根据无刷双馈电机结构的特殊性， 将电机等效拆分成两台异步电机，分别成为功率子系统和控制子系统， 根据各自的磁场旋转速度， 进行同步坐标变换， 这样就将功率和控制绕组的交流量， 转换成我们易于控制的直流量。假如上式控制绕组电流可测，则电流iqc 、 idc 为已知。又 urpurc0 则 3-20式子简化为 :uqprppLspp pr LsppM prppr M pri qpudpppr LsprppLspp pr M prpM pri dpM cr piqcpM pr0rrpLr0(3-23)i qrM cr

36、pidc0pM pr0rrpLri dr感谢下载载精品根据功率绕组磁链方程可得下式：qpM pr i qriqp(3-24)LspdpM pr i dridp(3-25)Lsp联立 3-23 、3-24 、 3-25 并化简，可得到转子电流与功率绕组磁链和控制绕组电流的关系：rr(LrM pr2M cr piqcM pr) p iqrpLspLsprr( LrM pr2M cr pidcM pr) p i drpLspLspqpdp(3-26)(3-27)由双感应电机级联模型， 可以将转子电流分解成为功率绕组和控制绕组分别感应的电流 irp 、 irc 。如果忽略转子磁路饱和，这两个电流分量在

37、转子速d q 坐标系下又有如下关系：iqri qrpi qrc( 3-28)idri drpidrc将式 3-28 代入 3-27 中可得，功率侧感应的转子电流为：rr( LrM pr2) p iqrpM prLsppqpLsp(3-29)M pr2M pr prr( Lr) p idrpdpLspLsp由控制侧的磁场和其感应的转子电流关系为：rr(LrM cr2) piqrcM cr pi qcLsp(3-30)M cr2rr(Lr) pidrcM cr pi dcLsp电磁转矩变为Te ppM pr( qpidrpdpiqrp )pcM cr (idrpiqci qrp idc )Lsp(

38、3-31)M prp p( qpidrcdpiqrp )pcM cr (iqrc idcidrp i qc )Lsp式 3-29 中的各量只与功率侧相关， 式 3-30中的各量只与控制侧相关， 这样感谢下载载精品就把 BDFM的数学模型分解成两个解耦的子系统。以上推论的电压电流量在转子坐标系下都是交流， 这不便于控制。 根据式 3-29 和 3-30 的电流和励磁关系， 建立两个同步旋转坐标系。 按各自的磁场旋转速度， 进行同步坐标变换， 这样就将功率和控制绕组的交流量，转换成易于控制的直流量。dcrdccrpqpprprdrqcrqrprqccrd pprd prc图 3.12 转子坐标系和同步坐标系之间的关系图假定无刷双馈电机运行在亚同步速下，功率侧与控制侧电流相序相反时，转子速与双同步坐标系关系如图3.12 。图中 cr 表示控制绕组的同步旋转坐标系，pr 表示功率绕组的同步旋转坐标系， r 表示转子速坐标系。由第二章分析知：prcr(pppr )tspt(3-32)cpcr )tsct(3-33)根据坐标变换理论，功率侧和控制侧的坐标变换矩阵分别为：prcos(pr )sin( pr )Crsin(pr )(3-34)cos( pr )Crcrcos(cr )sin( cr )sin( cr )(3-35)cos( cr )分析功率绕组子系统下的同步坐标模