vienna整流器交错并联三相pfc电路

1、(19) 中民(12) 发明专利(10)(45)图 4.公告号CN 102739033 B公告日2015.10.21(21) 申请号201210213287.7第 9-10CN 202679237 U,2013.01.16,权利要求(22) 申请日2012.06.231-8.(73) 专利权人杭州中恒电气US 2010/0080029 A1,2010.04.01,.全文地址 310053 浙江省杭州市业开发区东信大道69 号高新技术产审查员(72) 发明人(74) 专利机构浙江杭州金通专利事务所有限公司 33100人(51)Int.Cl.H02M 1/42(2007.01) H02M 1/44

2、(2007.01) H02M 1/12(2006.01)(56) 对比文件CN 101242135 A,2008.08.13,说明书第 1 页第 2 段、第 4 页第 3图 1- 图7.CN 101399493 A,2009.04.01,说明书第 3 页权利要求书 2页说明书5页附图6页(54)发明名称交错并联三相 PFC电路(57)摘要交错并联三相 PFC电路，其由两个Vienna 变换器组成，所述 Vienna 变换器是三相三开关三电平 PFC结构，第一 Vienna 变换器的三相输入分别连接第二 Vienna 变换器的三相输入， 第一 ViennaVienna 变换变换器的三电平输出分别

3、连接第二器的三电平输出， 所述第一 Vienna 变换器的三个双向开关的周期开始和结束时间相同，所述第二Vienna 变换器的三个双向开关的周期开始和结束时间相同， 所述第一 Vienna 变换器的三个双向开关的周期开始和结束时间超前或滞后所述第二Vienna 变换器的三个双向开关的周期开始和结束时间半个周期时间。B 30937201NC权利要求书1/2 页CN 102739033 B1. 交错并联三相PFC电路，其特征在于Vienna 变换器组成，所述 Vienna 变：其由两个换器是三相三开关三电平PFC结构，第一 ViennaVienna变换器的三相输入分别连接第二变换器的三相输入， 第

4、一 Vienna 变换器的三电平输出分别连接第二Vienna 变换器的三电平输出，所述第一 Vienna 变换器和第二 Vienna 变换器均三个双向开关， 所述双向开关所述第一 Vienna 变换器的三个双向开关的均由的电感的电流大小开通和关断，周期开始和结束时间相同， 所述第二 Vienna 变换器的三个双向开关的周期开始和结束时间相同，所述第一 Vienna 变换器的三个双向开关的周期开始和结束时间超前或滞后所述第二 Vienna 变换器的三个双向开关的周期开始和结束时间半个周期时间。2. 根据权利要求1 所述的交错并联三相PFC电路，其特征在于：所述第一 Vienna 变换器的电路第一

5、双向开关、 第二双向开关、第三双向开关以及由第一电容、 第二电容串联后组成的输出电容， 所述输出电容的两端上并联有由第极第二二极管串联的电路、由第三二极第四二极管串联的电路以及由第五二极第六二极管串联的电路；A相连接，所述第二所述第一双向开关与第一电感串联，所述第一电感的另一端与电源的B 相连接，所述第三双向开关双向开关与第二电感串联， 所述第二电感的另一端与电源的与第三电感串联，所述第三电感的另一端与电源的C相连接，所述第一双向开关、第二双向开关和第三双向开关的另一端均连接第一电感和所述第一双向开关之间的述第一电容和第二电容之间的点上；所述点连接述第极所述第二二极管之间的点上， 所述第二电感

6、和所述第二双向开关之间的点连接述第三二极所述第四二极管之间的点上；所述第三电感和所述第三双向开关之间的中间节点连接述第五二极所述第六二极管之间的点上。3. 根据权利要求1 所述的交错并联三相PFC电路，其特征在于：所述第二 Vienna 变换器的电路第四双向开关、 第五双向开关、第六双向开关以及由第三电容、 第四电容串联后组成的输出电容， 所述输出电容的两端上并联有由第七二极第八二极管串联的电第十二二极管串联的电路、由第九二极第十二极管串联的电路以及由第十极A 相连接，所述路 ；所述第四双向开关与第四电感串联，所述第四电感的另一端与电源的B 相连接，所述第六双向第五双向开关与第五电感串联，所述

7、第五电感的另一端与电源的C相连接，所述第四双向开关、第五开关与第六电感串联， 所述第六电感的另一端与电源的双向开关和第六双向开关的另一端均连接所述第四电感和所述第四双向开关之间的述第三电容和第四电容之间的点上；点连接述第七二极所述第八二极管之间的点上， 所述第五电感和所述第五双向开关之间的点连接述第九二极所述第十二极管之间的点上；所述第六电感和所述第六双向开关之间的点连接述第十极所述第十二二极管之间的点上。4. 根据权利要求13 之一所述的交错并联三相PFC电路，其特征在于 ：所述双向开关是由两个开关管反向串联组成，是寄生二极管或复合二极管。所述开关管上并联有二极管， 所述开关管上并联的二极管

8、5. 根据权利要求13 之一所述的交错并联三相PFC电路，其特征在于 ：所述双向开关是由一个整流桥和一个开关管组成， 所述整流桥与开关管的输出是并联的。6. 根据权利要求。4 所述的交错并联三相PFC电路，其特征在于MOS管：所述开关管是或是权利要求书2/2 页CN 102739033 B7. 根据权利要求。8. 根据权利要求5 所述的交错并联三相PFC电路，其特征在于：所述开关管是 MOS管或是13 之一所述的交错并联三相PFC电路，其特征在于：所述第一Vienna比各自变换器的 A 相驱动信号与第二Vienna变换器的 A 相驱动信号同频率同幅值、 占空、相位错开 180；第一 Vienn

9、a变换器的 B 相驱动信号与第二Vienna 变换器的B 相驱动信号同频率同幅值、 占空比各自、相位错开 180 ；第一 Vienna 变换器的 C相驱动信号与第二 Vienna 变换器的 C相驱动信号同频率同幅值、 占空比各自180。、相位错开说明书1/5 页CN 102739033 BPFC电路交错并联三相技术领域0001PFC电路。本发明涉及一种交错并联三相背景技术0002在绿色能源观念深入人心的， 功率因数校正已成为电源中的不可或缺的一部100W 4000W的单相 PFC电源已分。单相功率因数校正技术应用已经非常成熟，随着现代供电系统对污染电网的三相交流输入化。的要求提高，大功率整流电

10、源采用三相PFC技术将是必然趋势。传统意义上的增大功率有两种：一是保持器件数量不变， 增加器件容量。即功率管电压电流应力增大，即将原本的一个器件替换成两个器件并联，电感、电容的容量和体积增大；二是简单的并管。达到降低应力的目的。此两种传统都会带来输入电流纹波增大， 滤波器设计点。， 发热器件集中导致热设计， 电源体积变大等缺发0003本发明的目的在于提供了一种减少电磁干扰， 减小滤波器体积适用于大功率交错并联三相 PFC电路。00040005为达到发明目的本发明采用的技术方案是：交错并联三相 PFC电路，其特征在于：其由两个 Vienna 变换器组成，所述 Vienna变换器是三相三开关三电平

11、 PFC结构，第一 Vienna 变换器的三相输入分别连接第二Vienna变换器的三相输入， 第一 Vienna 变换器的三电平输出分别连接第二Vienna 变换器的三电平输出，所述第一 Vienna 变换器和第二 Vienna 变换器均三个双向开关， 所述双向开关所述第一 Vienna 变换器的三个双向开关的均由的电感的电流大小开通和关断，周期开始和结束时间相同， 所述第二 Vienna 变换器的三个双向开关的周期开始和结束时间相同，所述第一 Vienna 变换器的三个双向开关的周期开始和结束时间超前或滞后所述第二 Vienna 变换器的三个双向开关的周期开始和结束时间半个周期时间。0006

12、进一步，所述第一 Vienna 变换器的电路第一双向开关、第二双向开关、第三双向开关以及由第一电容、 第二电容串联后组成的输出电容，所述输出电容的两端上并联有由第极第二二极管的串联电路、由第三二极第四二极管的串联电路、以及由第五二极第六二极管的串联电路；所述第一双向开关与第一电感串联，所述第一电感的另一端与电源的 A 相连接，所述第二双向开关与第二电感串联，所述第二电感的另一端与电源的 B 相连接，所述第三双向开关与第三电感串联，所述第三电感的另一端与电源的 C相连接，所述第一双向开关、 第二双向开关和第三双向开关的另一端均连接述第点一电容和第二电容之间的点上；所述第一电感和所述第一双向开关之

13、间的连接述第极所述第二二极管之间的点上，所述第二电感和所述第二双向开关之间的点连接述第三二极所述第四二极管之间的点上；所述第三电感和所述第三双向开关之间的点连接述第五二极所述第六二极管说明书2/5 页CN 102739033 B之间的0007点上。进一步，所述第二 Vienna 变换器的电路第四双向开关、第五双向开关、第六双向开关以及由第三电容、 第四电容串联后组成的输出电容，所述输出电容的两端上并联有由第七二极第八二极管的串联电路、第十二二极管的串联电路由第九二极第十二极管的串联电路、以及由第十极；所述第四双向开关与第四电感串联，所述第四电感的另一端与电源的A相连接，所述第五双向开关与第五电

14、感串联，所述第五电感的另一端与电源的 B 相连接，所述第六双向开关与第六电感串联，所述第六电感的另一端与电源的 C相连接，所述第四双向开关、 第五双向开关和第六双向开关的另一端均连接述第三电容和第四电容之间的点上；所述第四电感和所述第四双向开关之间的中间节点连接述第七二极所述第八二极管之间的点上，所述第五电感和所述第五双向开关之间的点连接述第九二极所述第十二极管之间的点所述第上 ；所述第六电感和所述第六双向开关之间的点连接述第十极十二二极管之间的点上。0008进一步，所述双向开关是由两个开关管反向串联组成，所述开关管上并联有二极管，所述二极管是寄生二极管或复合二极管。0009或者，所述双向开关

15、是由一个整流桥和一个开关管组成，所述整流桥与开关管的输出是并联的。00100011MOS管或是进一步，所述开关管是。进一步，所述第一 Vienna变换器的 A相驱动信号与第二Vienna变换器的 A相驱、相位错开 180；第一 Vienna变换器的 B 相驱动信、相位错开 180 ；动信号同频率同幅值、占空比各自号与第二 Vienna 变换器的 B相驱动信号同频率同幅值、 占空比各自第一 Vienna占空比各自变换器的 C相驱动信号与第二、相位错开 180。Vienna 变换器的 C相驱动信号同频率同幅值、0012本发明的技术构思为：通过两个变换器的并联， 使得开关二极管的电流应力降低 ；通过

16、交错并联技术 （相位错开 180），第一 Vienna 变换器的输入电流波动与第二Vienna 变换器的输入电流波动互补， 从而降低总的输入电流波动。降低输入电流波动，意味着滤波器噪声的幅值减小， 从而使得滤波器体积变小成为可能；通过交错并联技术， 第一Vienna 变换器的输出电压高频波动与第二降低总的输出电压高频波动， 降低干扰。Vienna 变换器的输出电压高频波动互补，从而0013本发明的有益效果为 ：通过两个变换器的并联， 使得开关二极管电流应力降低一半，可使用传统半导体器件；通过交错并联技术， 总输入电流波动减小， 从而减少电磁干扰，减小滤波器体积；用两个分散的发热器件代替一个集中

17、的发热器件，在总热量没增加的基础上可方便 PCB布局和热设计。 另外本发明实现了轻载时输入电流连续，减少了干扰。附图说明0014001500160017图 1 是本发明的电路示意图。图 2 是本发明的 Vienna 变换器的电路示意图。图 3 是本发明的双向开关的第一种结构示意图。图 4 是本发明的双向开关的第二种结构示意图。说明书3/5 页CN 102739033 B0018001900200021图 5 是本发明第一种实施例的电路示意图。图 6 是本发明对 A相电流交错效果的示意图。图 7 是本发明第二种实施例的电路示意图。图 8 是本发明第三种实施例的电路示意图。具体实施方式0022下面

18、结合具体实施例来对本发明进行进一步说明，但并不将本发明局限于这些具体实施方式。本领域技术应该认识到，本发明涵盖了权利要求书范围内所可能的所有备选方案、改进方案和等效方案。00230024实施例一参照图 1-5 ，交错并联三相 PFC电路，其由两个 Vienna 变换器组成，所述 Vienna 变换器是三相三开关三电平PFC结构，第一 ViennaVienna变换器的三相输入分别连接第二变换器的三相输入， 第一 Vienna 变换器的三电平输出分别连接第二Vienna 变换器的三电平输出，所述第一 Vienna 变换器和第二 Vienna 变换器均三个双向开关， 所述双向开关所述第一 Vienn

19、a 变换器的三个双向开关的均由的电感的电流大小开通和关断，周期开始和结束时间相同， 所述第二 Vienna 变换器的三个双向开关的周期开始和结束时间相同，所述第一 Vienna 变换器的三个双向开关的周期开始和结束时间超前或滞后所述第二 Vienna 变换器的三个双向开关的周期开始和结束时间半个周期时间。0025所述第一 Vienna 变换器的电路第一双向开关 S1、第二双向开关 S2、第三双向开关 S3以及由第一电容 C1、第二电容 C2串联后组成的输出电容， 所述输出电容的两端上并极管 D1和第二二极管D2的串联电路、由第三二极管D3 和第四二极管D4的联有由第串联电路、以及由第五二极管

20、D5和第六二极管D6 的串联电路 ；所述第一双向开关S1 与第S2 与第S3 与第S1、第二一电感 L1 串联，所述第一电感二电感 L2 串联，所述第二电感三电感 L3 串联，所述第三电感L1 的另一端与电源的L2 的另一端与电源的L3 的另一端与电源的A 相连接，所述第二双向开关B 相连接，所述第三双向开关C相连接，所述第一双向开关双向开关 S2 和第三双向开关S3 的另一端均连接述第一电容 C1和第二电容 C2之间的点上 ；所述第一电感 L1 和所述第一双向开关S1 之间的点连接述第极管 D1和所述第二二极管D2之间的点上， 所述第二电感 L2 和所述第二双向开关S2D3和所述第四二极管D

21、4之间的述第五二极管之间的点连接述第三二极管点上；所述第三电感 L3 和所述第三双向开关S3 之间的D5和所述第点连接六二极管 D6之间的点上。0026所述第二 Vienna 变换器的电路S4、第五双向开关S5、第六双向第四双向开关开关 S6 以及由第三电容C3、第四电容 C4串联后组成的输出电容， 所述输出电容的两端上并联有由第七二极管 D7和第八二极管D8的串联电路、由第九二极管D9和第十二极管D10极管 D11和第十二二极管D12的串联电路的串联电路、以及由第十；所述第四双向开关 S4 与第四电感关 S5 与第五电感关 S6 与第六电感L4 串联，所述第四电感L5 串联，所述第五电感L6

22、 串联，所述第六电感L4 的另一端与电源的L5 的另一端与电源的L6 的另一端与电源的A相连接，所述第五双向开B相连接，所述第六双向开C相连接，所述第四双向开述第三电容 C3和第四电容关S4、第五双向开关 S5和第六双向开关 S6的另一端均连接说明书4/5 页CN 102739033 BC4之间的；所述第四电感 L4 和所述第四双向开关S4 之间的点上点连接述第七二极管 D7和所述第八二极管D8之间的点上， 所述第五电感 L5 和所述第五双向开关 S5之间的点上 ；所述第六电感D9和所述第十二极管D10之间的述第十点连接述第九二极管L6 和所述第六双向开关S6 之间的点连接极管D11和所述第十

23、二二极管D12之间的点上。0027所述双向开关是由两个开关管反向串联组成，所述开关管上并联有二极管，所述二极管是寄生二极管或复合二极管。00280029动信号 驱动信号所述开关管是 MOS管或是。所述第一 Vienna 变换器的 A 相驱动信号_A与1 第二 Vienna 变换器的 A相驱_A同2 频率同幅值、占空比各自_B与1 第二 Vienna 变换器的、相位错开 180；第一 Vienna 变换器的 B相B相驱动信号_B同2 频率同幅值、占空比各自_C与1 第二 Vienna 变换器、相位错开 180 ；第一 Vienna 变换器的 C相驱动信号的 C相驱动信号_C同2 频率同幅值、占空

24、比各自、相位错开 180。0030：电路中的电感 L1-L6 相同，二极管 D1-D12相同，本实施例按照三相平衡的原则且为快恢复二极管。双向开关管 S1-S3 相同，母线电容 C1-C4相同。 其中母线电容本质上只有两个电容 C1、C2，起串联均分母线电压的作用。在具体电路表现中，母线电容可以是 2个、4 个、6 个也可以是 8 个。其数量为 2N 个（N 为大于 1 的整数），特点在于 N个电容并联，阳极接 HV+，阴极 GND两端，另外 N个电容也并联，阳极接 GND，阴极接 HV-。本实施例采用4Vienna 变换器的交错并联。是 ：以 A相为例， 当 A相电压为正，S1 开通时，VA

25、对 L1个电容，目的在于方便理解两个0031Vienna 变换器的工充电，电感电流 IL1 上升，D1承受反压断开， C1 电压下降 ；S1关断时，L1 电感两端电压反向，VA和 VL1 共同通过 D1对 C1 充电，电感电流 IL1 下降，C1 电压上升。当 A 相电压为负， S1 开通时，VA对 L1 充电，电感电流 IL1 负方向上升，D2承受反压断开， C2电压下降 ；S1 关断时，L1 电感两端电压反向， VA和 VL1 共同通过 D2 对 C2 充电，电感电流 IL1 负方向下降，C2电压上升。A 相电流通过 S1 的通断达到功率因数校正的目的。B 相、C相工频上相位与电网一致，

26、依次错开 120。，使得电感电流 IL1 波形跟随输入电压 VA波形，与 A相一致。 A、B、C 三相各自工作， 工0032双向开关的作用是在正负两个电流方向上，能通过开关信号， 正确的通道的开通与关断。无论 a b 两点（如图 3、图 4 标注）的电位差是正还是负， 当 MOS管有驱动信号时，电流都能从高电位流向低电位。当MOS管无驱动信号时， a b 两点之间无电流通过。0033B2、是：A、B、C三相_A、_A、_B、_本实施例的工工作，即的电流来_C、_C的2 驱动信号分别根据L1-L6， 使 L1 和 L4 的电流波形跟随 A 相电压 VA，L2 和 L5 的电流波形跟随B 相电压 VB，L3 和 L6 的电流波形跟随 C相电压VC。总体上，L1 和 L4 的电