现代通信原理实验指导书20140414

1、实验一 AMI码、HDB3码编译码实验一、实验目的1、 了解单极性码、双极性码、归零码、不归零码等基带信号波形特点；2、 掌握AMI码、HDB3码的编、译码规则、工作原理及实验方法；3、 熟悉从AMI码、HDB3码中提取位同步信号的原理及方法。二、实验内容1、 AMI编译码实验及位同步信号提取实验。2、 HDB3编译码实验及位同步信号提取实验。三、实验仪器及设备1、20MHZ双踪示波器 GS-6021 1台2、函数信号发生器/计数器 SP1641bB 1台3、直流稳压电源 GPS-303/C 1台4、HDB3编译码实验箱 1个四、实验原理PCM信号在电缆信道中传输时一般采用基带传输方式。但在实

2、际的基带传输系统中，不能简单地将PCM编码器输出的单极性码序列直接送入信道传输，因为单极性码序列的功率谱中含有丰富的直流分量和较多的低频分量，不适于直接送入用变压器耦合的电缆信道中传输，为了获得优质的传输质量，一般是将单极性码序列进行码型变换，以适应传输信道特性的要求。(一)传输码型的选择在选择传输码型时，需考虑信号的传输信道特性以及对定时提取的要求等。归结起来，传输码型的选择，要按以下几个原则考虑:1码型中应无直流分量，且低频分量少在电缆信道传输时，要求传输码型的频谱中不应含有直流分量，同时低频分量要尽量少。原因是PCM端机、再生中继器与电缆线路相连接时，需要安装变压器，以便实现远端供电(因

3、设置无人站)以及平衡电路与不平衡电路的连接。图1.1 PCM端机、再生中继器与电缆连接图图1.1是具有远端供电时PCM端机、再生中继器与电缆连接图，图中变压器起隔离电源的作用，以保护局内设备。由于变压器的接入，使信道具有低频截止特性，如果传输码型中存在直流和低频成分，则无法通过变压器，否则将引起波形失真。2码型中高频分量应尽量少一条电缆中包含有许多线对，线对间由于电磁辐射而引起的串话是随着频率的升高而加剧，因此要求频谱中高频分量尽量少，否则会因串话限制信号的传输距离。3便于提取定时时钟信息 码型频谱中应含有足够大的定时时钟信息，以便再生中继器接收端能提取到必需的时钟信息。4码型应具有内在某个单

4、位的检错能力若传输码型具有一定的规律性，即具有内在某个单位的检错能力,那么就可根据这一规律性来检测传输码型的差错，以便做到自动监测。 (二)常用的传输码型1单极性码单极性码是一种最简单、最基本的码型。图1.2 (a)是单极性全占空码(占空比100%)及其频谱，图(b)是单极性半占空码(占空比50%)及其频谱。图1.2 传输码型及其功率谱密度单极性码存在直流成分，且信号能量大部分集中在低频部分。占空比越大，则直流成分也越大，信号能量越集中在低频部分。由于单极性码存在上述缺点，它不适合于作为信道传输码型，但在设备内部的传输多采用单极性码。为了减少码间干扰和便于时钟提取，常采用含有时钟频率的单极性半

5、占空码。2传号交替反转码 (AMI码)图1.2 (c)所示是双极性半占空码，由于传号码(“1”码)的极性是交替反转的，所以又称传号交替反转码，简称AMI码。AMI码与二进制序列的关系是：二进制序列中“0”仍编为“0”；而二进制序列中的“1”码则交替地变为“+1”码及“-1”码，例如：二进制序列： 1 1 0 1 0 0 0 0 1 1 AMI码： +1 -1 0 +1 0 0 0 0 1 +1 由于AMI码的传号码前后交替反转，所以该码没有直流分量，高频、低频成分也较少，而且能量集中在fB/2处，但无时钟频率fB成分(这无关紧要，可在接收端采用全波整流方法。将AMI码还原成单极性半占空码，就可

6、提取时钟信息)。从频谱中可以看出它有以下优点:无直流成分，低频成分也少，有利于采用变压器进行远供电源的隔离，而且对变压器的要求(如体积)也可以降低。高频成分少，不仅可节省信道频带，同时也可以减少串话，因信码能量集中在fB/2处，所以通常以fB/2频率来衡量信道的传输质量。码型提供了一定的检错能力，因为传号码的极性是交替反转的，如果发现传号码的极性不是交替反转的，就一定出现误码，因而可以检出单个误码。码型频谱中，虽无时钟频率成分，但AMI码经过非线性处理(全波整流)，变换成单极性码后，就会有时钟频率fB成分。AMI编码的缺点是二进制序列中的“0”码变换后仍然是“0”码，如原二进制序列中连“0”码

7、过多，则变换后AMI序列中仍然是连“0”过多，这就不利于定时信息的提取，为了克服这一缺点，常采用HDB3码。3三阶高密度双极性码(HDB3码)HDB3码是三阶高密度双极性码简称，HDB3码除保留AMI码所有优点外，还可将连“0”码限制在3 个以内，它克服了AMI码对“0”码个数无法限制的缺点。HDB3码编码规则:二进制序列变换为HDB3码按下列规则进行：(1) HDB3是伪三进码，它的三个状态可用+1，-1和0来表示；(2) 二进制序列中的“0”码在HDB3码中仍编为“0”码，但对出现四个连“0”码时应按特殊规律编码；(3) 二进制序列中的“1”码，在HDB3码中应交替地变成+1和-1码(信号

8、交替反转），但在编四个连“0”码时要引入传号交替反转码的“破坏点”V码(V码本身就是“1”码，可正、可负)；(4) 二进制序列中四个连“0”按以下规则编码：(a) 若信码中出现四个连“0”码时，要将这四个连“0”码用000V或B00V来代替。(B也是“1”码，可正、可负)。B、V为附加的传号码，称为取代码。(b) 如果HDB3码中四个连“0”码前面的一个传号码的极性与前一个破坏点V的极性相反，则四个连“0”码的第一个“0”码应编为“0”码；如果HDB3码中四个连“0”码前的一个传号码的极性与前一个破坏点V的极性相同，则四个连“0”码的第一个“0”码就编成B码。这一规则保证了相继破坏点具有交替的

9、极性，因而不会引入直流成份。(c) 四个连“0”码的第二个“0”和第三个“0”码总是编成“0”码。(d) 四个连“0”码的最后一个“0”码总是编成破坏点V码，以便接收端对破坏点的识别。概括地说，HDB3码是一种四连“0”取代码，它的取代码是“000V”或“B00V”。这两个取代码的选取原则是：使任意两个相邻v脉冲间的传号数为奇数时选用000V取代码，偶数时则选用B00V取代码，这一规定的结果使相邻V脉冲的极性改变符合极性交替原则。五、实验内容与步骤准备工作：1、打开稳压电源开关，调整稳压电源的输出（按实验板上所需电压调整），将电流表旋纽顺时针旋至最大；2、将稳压电源输出插座与实验板电源插座之间

10、的连线连接好（注意正、负极），检查无误后按下“UTPUT” 按纽；3、注意观察电流表指示：正电流 I180mA若电流表上指示电流与上述电流差距太大，要迅速关掉电源，检查电源连线有无接错或其它原因。本实验有以下测试点及输出点：l P12 单极性二进制码序列l P22 编码器输出信号(AMI码或HDB3码)l P23 四连零检出信号l P31 译码时钟提取信号l CP3 整形后的译码时钟提取信号 l P32 除破坏点V码后的检出信号l PCM UT 译码器输出信号(AMI码或HDB3码)为了测试电路方便，实验板上提供了一个简易PCM信号发生器，根据开关的位置，可产生8位循环的随机码。实验时可自己选

11、择K1K8的开关，产生所需的各种连0、连1单极性二进制码。（一）、AMI编、译码实验及位同步信号提取实验将K9、K10置“AMI”位置(波形记录20个码元以上)。1K1一K8置“10011100”，测量记录P12、P22、P31、CP3波形，观察AMI码变换规则。2K1一K8置“10000000”，测量记录P12、P22、 P31、CP3波形，观察当连0码多时，AMI码的变换规则。测量P31译码时钟提取波形时会发现，由于连0数多，P31时钟提取波形呈衰减趋势，整形后的时钟信号CP3脉冲波形有断续。即AMI码连0数大多时，对时钟信号提取不利。3K1一K8置“00000000”，测量记录P12、P

12、22、 P31、CP3波形，P12、P22这时为全0电平，再测量译码时P31时钟提取波形及整形后的时钟信号CP3的波形，P31、CP3也为全0，时钟信号提取不到。（二）、HDB3编、译码实验及位同步信号提取实验将K9、K10置“HDB3”位置(波形记录20个码元以上)。1K1一K8置“10l11”，测量记录P12、P22、P23、 P31、P32、CP3、PCM UT波形，观察HDB3码变换规则。在没有四连0时，P23无四连0检出信号， HDB3与AMI码变换规则相同。但由于要储存计算有无4个连0，故P22输出比P12输入要延时5个码元，其余类同。测量P32时检测不到破坏点V码，比较P12与P

13、CM UT输出，恢复的数据与发端相同。2K1一K8置“10010000”，测量记录P12、P22、P23、 P31、P32、CP3、PCM UT波形。由于有四个连0码，P23有四连0检出信号，P22输出有破坏点V码出现。将P22与CP2比较，你会发现，这时四连0是做BV变换。因为这时两个V间有偶数个B码。测量P32，这时收端可以检测到破坏点V码，CP3时钟提取正常，将译码PCM UT与P12比较，恢复数据与发端相同。3K1一K8置“10000000”，测量记录P12、P22、P23、 P31、P32、CP3、PCM UT波形，观察HDB3码变换规则，这时可看到有破坏点V码，测量P23，有四连0

14、检出信号。把P22与CP2比较，你会发现，这时四连0码是做0V变换，因为这时两个V间有奇数个B码。测量译码PCM UT，恢复的数据与P12输入相同。4K1一K8置“00000000”，测量记录P12、P22、P23、 P31、P32、CP3、PCM UT波形，观察HDB3码变换规则。这时四连0是做BV变换。P23有四连0检出信号。测量译码P3l、时钟CP3，虽然P12无信号送入，时钟CP3仍然能提取得出来。用频率计测量时钟CP3频率，其数值与P1、P2是相同的。将K9、K10转置“AMI”，则P3l、CP3时钟立即消失，把K9、K10再转置“HDB3”，则P3l、CP3时钟立即出现。测量P32

15、，有破坏点V码检出。比较P12与P32，P32有插入B脉冲检出。测量P12与译码PCM UT，恢复的数据相同，仍然是全0码。六、实验报告要求 分析整理实验数据及波形； 说明AMI码和HDB3码的特点及变换原则； 从示波器上看到的HDB3变换规则与理论上分析的有什么不同，为什么会有这个差别？实验三 PCM编译码实验一、实验目的1. 掌握PCM编译码的基本工作原理及实现过程。2. 了解语音信号PCM编译码系统的动态范围和频率特性的定义及测试方法。3. 了解通信专用集成电路的工作原理和使用方法。二、实验内容 1. 时钟信号测试实验。2. 音频信号源测试实验。 3. PCM单路编译码实验。 4. PC

16、M多路编译码实验。5. 系统性能测试实验。三、实验仪器及设备1、20MHZ双踪示波器 GS-6021 1台2、函数信号发生器/计数器 SP1641bB 1台3、直流稳压电源 GPS-303/C 1台4、自带小型FM收音机（备耳机插孔连线） 1台5、PCM编译码实验箱 1个四、实验原理模拟信号数字化的方法大致可划分为波形编码和参量编码两类。波形编码是直接把时域波形变换为数字代码序列，比特率通常在16kb/s64kb/s范围内，接收端重建信号的质量图1.1好。目前用得最普遍的波形编码方法有脉冲编码调制(PCM)和增量调制（M），本实验采用脉冲编码调制(PCM)。PCM系统原理框图如图3.1所示。模

17、拟（语音）信号经滤波后频带受到了限制。限带信号被抽样后形成PAM信号。PAM信号在时间上是离散化的，但是幅度取值却是连续变化的。编码器将PAM信号规定为有限个取值，然后把每个取值用二进制码组表示并传送出去。接收端收到二进制编码信号后经译码还原为PAM信号，再经滤波器恢复为模拟（语音）信号。由理论分析可知，人的语音信号的幅度概率密度为拉普拉斯分布。这是一种负指数分布，小幅度时概率密度大，大幅度时概率密度小。因此，语言编码必须设法提高小信号时的信噪比。既要 图3.1 PCM系统原理框图考虑到语音信号的幅度变化范围约有4050dB，又要考虑到在小信号时有足够好的通话质量，则至少需要11位至12位的线

18、性编码。通常，一路信号的抽样频率为8kHz。这样，当采用线性编码时传输一路PCM约需100 kbit/s的传信率。但是非线性编码却可以用7位至8位的编码使通话质量令人满意，而相应的一路PCM信号的传信率为64kbit/s。因此实用的PCM编译码器都是非线性的。 非线性编码器具有特定的压缩特性，这种特性是为了使编码结果与信号幅度相匹配，以最大限度地减小量化噪声功率。目前得到广泛使用的是两种对数形式的压缩特性，即A 律和律对数线近似。本实验选用的集成化PCM编译码器14502具有13折线逼近的对数压缩特性。编码器与译码器的压缩特性如图3.2和图3.3所示。图3.2中，每一个折线段各自被划分为16个

19、分层电平。二相邻段落的分层按步阶1/2递减分段，而每个段落内的分层都是均匀的。图3.2 编码压缩特性 图3.3 译码器压缩特性模拟信号经分段分层处理后被编成二进制码组，码组的形式为折叠二进制。在A律l3折线的编码方式中，国际标准规定最大量化输入为2048个量化单位，各段量化间隔。由于采用非线性编码，码组中每位电平码的权重是变化的。以上编码规律可用表11、表12详细说明。这里对应模拟信号为正值的情况，若输入为负，则PCM码字的比较高位“符号位”由“1”改为“0”，其他规律不变。1、逐次反馈比较编码所谓编码就是将抽样后的样值信号变换成二进码序列的方法，用的最多的是逐次反馈编码方案。图3.4是逐次反

20、馈比较编码方框图。图1.4图3.4 逐次反馈比较编码方框图。编码的工作原理与天平称量物体重量的方法相似。(1) 判定值(权值)的提供与编码方法逐次反馈编码相当于天平称物，要提供一套大小不同的判定值(砝码)来作标准权值。当称量(比较)一次后，如果物体重量(相当于信号的抽样值)重于砝码(相当于设备中提供的判定值)时，下一次称量需保留原砝码外再增加一个砝码(换一个较大的判定值)，反之若发现物体重量轻于砝码重量时，则需更换一个较小的砝码，逐次反馈比较编码方式就是仿此概念而来的。 确定A律13折线8位码的判定值的方法是：极性码的判决不需要判定值(严格讲，其判定值为零)，它根据输入信号(电流值0的极性来决

21、定。即 幅度码的位数是7位，需要个判定值，它们分别是：第1段 0、1、2、315共15种第2段 16、17、1831共16种第3段 32、34、3662共16种第4段 64、68、72124共16种第5段 128、136、144248共16种第6段 256、272、288496共16种第7段 512、544、576992共16种第8段 1024、1088、11521984共16种实际上没有必要产生这127种判定值(否则设备太复杂)，根据13折线压扩特性是通过图中本地解码电路中7/11变换来实现，即将压缩后7位非线性码变换成11位线性码，也就是只需要利用这11位线性码所对应的权值作为判定值即可。

22、(2) 极性判决与全波整流具有正、负双极性信号的话音信号，分别送入极性判决和全波整流电路，一方面将正或负信号编成a1=“1”码或a1=“0”码，另一方面将双极性信号整流成单极性“正”信号再送入编码器编码。对编码用的全波整流器的要求是： 对大、小信号都能整流，同时具有良好的线性特性。对于普通二极管整流器来讲，由于二极管的结电压以及伏安特性的非线性，上述两点要求均无法实现为此常采用运算放大器的折叠放大电路来组成全波整流电路。(3) 比较器比较器是一种模数变换部件，它是双端模拟输入单端数字输出的三端器件，如图3.5 (a)所示，对于理想的电压或(电流)比较器，其输入与输出的转移特性如图 (b)所示。

23、如果在正端输入样值；负端接判定值，显然时，输出 (“1”码)；当时，输出为低电平 (“0”码)。但这种理想比较器是不可能做到的，实际比较器的转移性如图(c)所示，它在后才转换，而在区间是不转换的，这区间称为模糊区。在模糊区内不能肯定是“1”码还是“0”码。而比较器的灵敏度是从输出“0”码转换成“1”码所需要的差值来衡量的，大时，比较器灵敏度就低，而小时，比较器灵敏度就高，显然图(c)的灵敏度为，从要求比较器灵敏度高的条件，希望模糊区越小越好。图3.5 比较器对转移特性影响较大的还有比较器输入失调电压，它不仅使灵敏度降低，而且失调电压的不稳定会形成比较器工作点漂移，严重时会引起编码误差，所谓失调

24、即不等，如图(d)所示。解决办法可采用自动稳零路如图(e)所示。这样可使模糊区的中点对准 称为稳零。7比特串并变换及记亿电路如由图3.6所示。图3.6 7比特串并变换及记忆电路(4) 本地解码器图3.4所示的方框图中，输入经保持的PAM信号分作两路，一路送入极性判决电路，在时刻进行判决，信号为正极性或负极性时，分别用或表示。另一路经全波整流后与本地解码器输出的判决值比较，在位脉冲时隙比较后，形成码字。本地解码器的作用就是将除极性码以外的码逐位反馈经串并变换，并存贮在记亿电路中，记亿电路输出分别为，再将这7位非线性码变换为11位线性码(又称7/11变换)，再经11位线性解码网络，就可得到11种判

25、定值。所以本地解码器包括7比特串并变换及记亿电路、7/11变换电路及11比特线性解码网络。 7比特串并变换及记忆电路每个样值开始比较前，下权脉冲将置于1，同时将清0，由于，正好是第5量化段的起点电平，它等于，用这个和输入经保持的PAM值比较。当PAM值(以表示)大于时，经非门后，然后反馈至 (与非门)的一个输入端，在这时反馈用脉冲同时加到的另一端，输出高电位，即，时，保留，另外在这同时又将置1，结果，正好是第7段的起点电平，它等于。下一次比较时， 。当PMA值小于时，经非门后，反馈至的一个输入端，同时加至的另一输入端，这时被清零即，同时将置1，结果，这正好是第3段起点电平，它等于，下一次比较时

26、。 7/11变换电路7/11变换又称非线性码/线性码变换，即将非线性7位幅度码变换成线性11位幅度码它们的变换关系可用表13表示。表13 A律13折线非线性码与线性码的关系其中为第段的“段落标志”，即表示是第1个量化段，于是有，根据表13可得出与之间的逻辑表达式。例如线性码的权为，哪几种情况要求出的权值呢? 对应于的非线性码有以下4种情况：第一种是第8量化段时的；即；第二种是第7段的时；第三种是第6段的时;第四种是第5段时。根据公式227可写出下列7/11变换逻辑表达式：式中“+”表示“或”运算；相乘表示“与”运算，标“”者为收端解码用。 线性解码网络线性解码网络用于线性码的数/模转换，它的特

27、点是变换后电流(电压)值，对应着每一位幅度码权值的总和。图3.7是11位线性型解码网络。该电路是某集成电路(11位幅度码)的解码网络，其特点如下：a、网络中电阻仅两种，容易满足精度要求，也有利于集成化;b、不论幅度码码时的或码时的不等于零，而且两者的电流近似相等，(因运算放大器输入端为虚地)；c、从任一节点(111点)向右看进去的阻抗都为 (如图所示)，因此每个支路中的电流自左向右以1/2系数逐渐递减。图3.7 11位线码解码器每个支路电流分别为： 而送到运放输入端的总电流，决定于幅度码的状态，即当时，才送到运放输人端，因此总电流为： 设，则(2.28)式可写成： 由此可见，梯形网络利用电流的

28、1/2递减系数起到使电流(电压)幅值依次减半的作用。7/11变换后的11位线性码分别控制开关，各幅度码的总和就是变换后的电流(电压)值。(5) A律13折线解码解码的作用是把接收到的PCM 信码还原成相应的PAM 信号，即数/模(D/A)变换。 A律13折线解码器的方框图如图3.8所示，它与图图3.4中本地解码电路很相似，又有不同点： 增加了极性控制部分：根据接收到的PCM信号的极性码是“1”码还是“0”码，来辨别PAM信号的极性，极性码的状态在记亿寄存器中，由，或来控制“极性控制电路，使解码后的PAM信号的极性得以恢复成与发送端相同的极性。 逻辑压扩部分由原7/11变换改为7/12变换：由7

29、/11变换变成7/12变换是使变换后输出的线性码增加一个码位，其目的是使解码输出的信号值，对应于量化编码时的每一量化间隔的中间值，就是说可保证解码后的量化误差不会超过。举例说明如前所述某抽样值，经过A律13折线编码后，其码字为11011011。从减小量化误差这概念来讲，量化值应取量化级(量化间隔)的中间值。而，是在第6量化段中第12个量化级中，量化间隔为，按理说量化值取中间值为时图3.8 13折线(A线)解码器方框图其量化误差最小。但从编码11011011解码后的电平来看是，这样的结果量化误差为，大于，如果在解码后固定加一个，则量化误差为，这样量化误差就小于半个量化级，因此，在解码后固定加入一

30、个，就可保证解码后的量化误差小于。表13中各相应段的1加入后，相当于补加了一个，第6段中的1是，即解码后第6段要固定加上。 寄存器读出是接收端解码器中所特有的，它的作用是把输入信号(PCM信号)寄存起来(相当于一个栈房)，在一定的时刻一齐输出到解码网络去。 PCM编译码实验原理图如图3.12所示： 正弦信号源抽样脉冲产生器分频器晶振4096kHZ P1 外音 P2 4 2 K1K5 K3 K2 1、3 P7 W2 P6 P9 14502编码 假负载功 放 译码 P10 K6 图3.12 PCM编译码实验原理图五、实验内容与步骤准备工作：1、打开稳压电源开关，调整稳压电源的输出（按实验板上所需电

31、压调整），将电流表旋纽顺时针旋至最大；2、将稳压电源输出插座与实验板电源插座之间的连线连接好（注意正、负极），检查无误后按下“UTPUT” 按纽；3、开机时注意观察电流表：正电流 I180mA负电流 I60 mA若电流表上指示电流与上述电流差距太大，要迅速关掉电源，检查电源线有无接错或其它原因。本实验有以下测试点及输出点：l P1 晶振输出波形l P2 位定时时钟信号l P3 多路编码取样脉冲l P6 正弦（音频）信号l P7 经衰减后的正弦（音频）信号l P9 PCM编码输出l P10 PCM解码输出l P12 多路编码信令时隙脉冲(一) 时钟信号测试实验1. 用示波器测量记录、波形。2.

32、用频率计测量记录、频率。3. 用示波器线接，线接，比较测量并记录其波形。用频率计测量记录、两点频率。 注意、两点信号相位相差180。 (二) 音频信号源测试实验开关位置：3、4连接。1. 用示波器测量记录波形，用频率计测量记录其频率。2. 用示波器测量记录波形，为连续可变的正弦波，调整，可改变其幅度,。然后用毫伏表测量的幅度，应调整到刚好为1000mv (有效值)。3. 示波器线接，线接, 使出现4个取样脉冲(单路工作取样脉冲)。有两个对准正弦波峰（正、负）顶。另两个对准正弦波信号过零点。如果不在此位置上，可调整（一般由指导老师调整，建议学生不要调整）。并作好记录。(三) PCM单路编，译码实

33、验 先将各开关位置按如下位置设置好：置3、4，送音频信号源2KHz置2、3，送64kHz时钟置1、2，功放输出接假负载 1. 示波器线接，线接，示波器工作方式(MDE)开关置Chp(断续)位置。在低电位期间，输出PCM 8位编码值。改变示波器扫描频率，使荧光屏可以显示到 5个取样周期。观察码位时，示波器同步信号必须以作外触发。仔细观察这5个取样值的编码码型。第一个和第5个取样点的码型是完全一样的。即完成了正弦波的一个周期。要注意的是，编码器14502输出的是ADI码，即偶位码“0”码变“1”码，“1”码变“0”码。记录下这5个取样点的码型。a、观察第一位极性码，4个取样点中，有两个取样点第一位

34、码为正，另两个取样点第一位码为负。把线改接与线比较，并且把14502片内开关电容滤波时延和反相也考虑进去。你会发现信号正半周时第一位码本应编为“1”码，而实际编为“0”码。信号负半周时，第一位码本应编为“0”码，而实际编为“1”码。这是由于开关电容滤波后，实际的取样信号与反相的缘故。b、观察段落码。把信号减小至40mv左右。记录下4个取样点的编码值，并与a、的记录结果进行比较。大信号的段落码落在第7、8段。而小信号的段落码落在第1、2段。在作较大范围变化时，其段落码是不变的。c、观察段内电平码。信号40 mv (有效值)。线接, 线接，微调，观察每个取样点第5、6、7、8码位变化。你会发现，只

35、要作极其微小的变动其段内电平码也是不一样的。从这里看出PCM的编码精度是比较高的。记录9mv，l0mv(有效值)的编码值。d、动态观察编码输出。调整，使信号在1000mv一40mv之间变化。观察输出的码型变化（不记录）。e、观察静态输出码型。接1、2(即无信号输入时)，PCM编码本应输出全0码，但输出变为1、0交替码。这是根据国际电报委员会规定。编码器输出偶位翻转（ADI）以利于传输时钟提取，与P3比较码位，观察有闪动的是哪一位信号。f、观察解码输出。输出1、0交替码时，把线改接。此时解码器无信号输出。再把线改接，此时无信号输入。然后，接3.4，调整，随着幅度增大，输出同步增长。幅度减小时，输

36、出同步减小。并且输出波形较好。g、观察功放输出。把线改接，打开音量电位器，可看到放大了的信号，把接3、4，喇叭会有2KHz音频信号。2、试听译码还原信号用FM收音机接收电台信号用耳机连接线接FM收音机和实验板，接1.2，示波器A线接，调，使观察到音频信号，音量电位器开至最大，示波器B线接，接3、4，仔细观察试听还原的信号。实验报告要求1. 整理实验记录，画出相应的曲线和波形，标出时序相位关系。2. 对PCM系统和系统的性能进行比较，总结它们各自的特点。3. 在实际的通信系统中收端(译码)部分的定时信号是怎样获取的?4. 本实验的收获和体会。实验六 2DPSK调制解调实验一、实验目的1. 掌握2

37、DPSK通信系统的基本原理及其硬件实现方法；2. 掌握同相正交环的解调原理及其硬件实现方法；3. 加深对锁相环载波提取相位模糊度的理解；4. 加深对眼图几个主要参数的认识。二、实验内容1 2DPSK调制实验2 2DPSK解调实验3 眼图实验4 同步带和捕捉带实验5 锁相环载波提取相位模糊度实验三、实验仪器及设备1 20MHZ双踪示波器 GS-6021 1台2 函数信号发生器/计数器 SP1641bB 1台3 直流稳压电源 GPS-303/C 1台4 2DPSK调制解调实验箱 1个四、实验原理及电路1. 调制2DPSK系统的调制部分框图如图6.1所示。下面分几部分说明。1.1 M序列发生器实际的

38、数字基带信号是随机的，为了实验和测试方便，一般都是用M序列发生器产生一个伪随机序列来充当数字基带信号源。按照本原多项式组成的五级线性移位寄存器，就可得到31位码长的M序列。码元定时与载波的关系可以是同步的，以便M序列发生器差分编码调 相10晶 振10MH222DPSK P2 P3 P6 P1 P5 P4 图6.1 2DPSK调制部分框图清晰观察码元变化时对应调制载波的相位变化,也可以是异步的，因为实际的系统都是异步的。本实验的M序列由IC3、1C4、IC5、IC6产生，码元速率为lMb/s。1.2 绝对移相和相对移相移相键控分为绝对移相和相对移相两种。以未调载波的相位作为基准的相位调制叫作绝对

39、移相。以二进制移相为例:取码元为“1”时，调制后载波与未调载波反相；取码元为“0”时，调制后载波与未调载波同相；“1”和“0”调制后载波相位差1800。 绝对移相的波形如图6.2所示。图6.2 绝对移相波形示意图在同步解调的2PSK系统中，由于收端载波恢复存在相位含糊的问题，即恢复的载波可能与未调载波同相，也可能反相，以至使解调后的信码出现“0”、“1”倒置，发送为“1”码，解调后得到“0”码；发送为“0”码，解调后得到“1”码。这是我们所不希望的，为了克服这种现象，人们提出了相对移相方式。相对移相的调制规律是：每一个码元的载波相位不是以固定的未调载波相位作基准的，而是以相邻的前一个码元的载波

40、相位来确定其相位的取值。例如，当某一码元取“1”时，它的载波相位与前一码元的载波反相；码元取“0”时，它的载波相位与前一码元的载波同相。相对移相的波形如图6.3所示。图6.3 相对移相的波形示意图在一般情况下，相对移相可以通过对信码进行变换和绝对移相来实现。将信码经过差分编码变换成新的码组相对码，再利用相对码对载波进行绝对移相，使输出的己调载波相位满足相对移相的相位关系。设绝对码为an，相对码为bn，则二相差分编码的逻辑关系为: (1)差分编码的功能可由一个模二和电路和一级移位寄存器组成。本实验用IC6: A和IC8完成。调相电路可由模拟相乘器实现，也可由数字电路实现。实验中的调相电路是由数字

41、选择器(74LS153)完成的。当2脚和14脚同时为高电平时，7脚输出与3脚输入的0相载波相同；当2脚和14脚同时为低电平时，7脚输出与6脚输入的相载波相同。这样就完成了差分信码对载波的相位调制。图6.4示出了一个绝对码实现相对移相的过程。图6.4 绝对码实现相对移相的过程对应于差分编码，在解调中有一差分译码。差分译码的逻辑为: (2) 本实验由IC9、IC10完成。将(1)式代人(2)式，得这样，经差分译码后就恢复了原始的发码序列。1.3 数字调相器的主要指标在设计与调整一个数字调相器对，主要考虑的性能指标是调相误差和寄生调幅。（1）调相误差由于电路不理想，往往引进附加的相移，使调相器输出信

42、号的载波相位取值为00及1800+，我们把这个偏离的相角称为调相误差。调相器的调相误差相当于损失了有用信号的能量。(2) 寄生调幅理想的二相相位调制器，当数码取“0”或“1”时，其输出信号的幅度应保持不变，即只有相位调制而没有附加幅度调制。但由于调制器的特性不均匀及脉冲高低电平的影响，使得“0”码和“1”码的输出信号的幅度不等。设“0”码和“1”码所对应的输出信号幅度分别为Um及Uim，则寄生调幅为：2解调2DPSK系统的解调部分框图如图6.5所示。再生码判 决过 零检 测LF356低 通MC1496鉴相器 Ud1 P7 P13 P16 P11 CS(0t+) P14环路滤波器摸拟相乘器MC1

43、496差 分译 码压控振荡器74S124 Ud Ud Ud2DPSK入 P9 P12 Sin(0t+) P15LF356低 通MC1496鉴相器 Ud2 P8 图6.5 2DPSK解调部分框图2.1 同相正交环绝大多数二相2DPSK信号采用对称的移相键控，因而在码元1、0等概条件下都是抑制载波的，即在调制信号的频谱中不含载波线谱，这样就无法用窄带滤器从调制信号中直接提取参考相位载波。对于2DPSK而言，只要用某种非线性处理的方法去掉相位调制，就能产生与载波有一定关系的分量，恢复出同步解调所需要的参考相位载波，实现对被抑制掉的载波进行跟踪。 从2DPSK信号中提取载波的常用方法是采用载波跟踪锁相

44、环，如平方环、同相正交环、逆调制环和判决反馈环等。这几种锁相环的性能特点列于表1中。表1 几种锁相环的性能特点锁相环特性平方环同相正交环逆调制环判决反馈环环路工作频率f2f0ff0ff0ff0等效鉴相特性正弦正弦近似距形近似距形解调能力无有有有电路复杂程度鉴相器工作频率高需用基带模拟相乘器需用二次调制器需用基带模拟调制器本实验采用同相正交环。同相正交环又叫科斯塔斯（Cstas）环。在这种环路里，误差信号是由两个鉴相器提供的。压控振荡器(VC)给出两路相互正交的载波到鉴相器。输入的2DPSK信号经鉴相后在由低通滤波器滤除载波频率以上的高频分量，得到基带信号Ud1、Ud2，这时的基带信号包含着码元

45、信号，无法对压控振荡器(VC)进行控制。将Ud1和Ud2经过基带模拟相乘器相乘，就可以去掉码元信息，得到反应VC输出信号与输入载波间相位差的控制电压。2.2集成电路压控振荡器(IC-VC)压控振荡器(VC)是锁相环的关键部件，它的频率调节和压控灵敏度决定于锁相环的跟踪性能。实验电路采用一种集成电路压控振荡器74LS124。集成片配以简单的外部元件并加以适当调整，即可得到令人满意的结果。如图6.6所示。 集成片的每一个振荡器都有两个电压控制端，Vr用于控制频率范围(14脚)，Vf用于控制频率范围调节(1脚)。外接电容器Cet用于选择振荡器的中心频率。当Vr和Vf取值适当，振荡器的工作正常时，振荡

46、器的频率f0与Cet的关系近似为: f0与Cet 的关系曲线如图6.7所示。当固定Cet时，Vr与Vf有确定的函数关系。 Vf图6.6 ICVC使用实例 图6.7 频率f0与Cet 的关系曲线2.3 单片集成双平衡模拟相乘器(a)电路说明MC1496/MC1596双平衡模拟相乘器习惯上又称为平衡调制 - 解调器，它是单片集成双平衡模拟相乘器中有代表性的产品之一。国内同类产品有F1496/F1596、D-5202等，国外同类产品还有LM1496/LM1596、SG1496/SG1596等。MC1496是00C一700C民用温度范围产品，MCl596是-550C-+1250C军用温度范围产品。该产

47、品具有极好的载波抑制能力(0.5MHZ时为一65dB；10MHZ时为-50dB)、高的共模抑制比(-85dB)，平衡输入、输出和方便的增益调整与信号处理等优点。其电路图如图6.8所示。(b)参数选择载波电平U选择：因为载波抑制比与载波输入电平密切相关。小的载波电平不能完全打开上面的开关器件，结果信号增益较低，载波抑制亦较低。而高于最佳值的载波电平将产生不必要的器件和电路的载漏，同时也使载波抑制特性恶化。测试表明，当载频为500KHZ时，用6mV(rms)的正弦载波，可获得最佳载波抑制。当载频为10MHZ时，最佳载波约为16mv(rms)。频率较高时，为了使载漏最小，电路的设计要注意。为防止载波

48、输入和输出之间的电容耦合，必须采用屏蔽措施。实际应用时，还可以在1、4之间接人载波调零电位器。当MC1496/MC1596用于同频鉴相时，可把两个相同频率的高电平信号分别加到两个输入端，则输出电压是两个输入信号相位差的函数，起到了鉴相作用。图6.8 MC1496/MC1596电路图2.4 传输畸变和眼图数字信号经过非理想的传输系统必定产生畸变，为了衡量这种畸变的严重程序，一般都采用观察眼图的方式。眼图是示波器重复扫描所显示的波形，示波器的输入信号是解调后经低通滤波器恢复的未经再生的基带信号，同步信号是位定时。这种波形示意图如图6.9所示。图6.9 眼 图衡量眼图的几个重要参数有:(1) 眼图开

49、启度(U一2U)/U即最佳抽样点处眼图幅度的“张开”程度。无畸变眼图的开启度为100%。(2)“眼皮”厚度2U/U即最佳抽样点处眼图幅度的闭合部分与最大幅度之比，无畸变眼图的“眼皮”厚度应为0。(3) 交叉点散度T/TS即眼图波形过零点交叉线的发散程度，无畸变眼图的交叉点发散为0。(4) 正、负极性不对称度|(U1-U2)|/ |（U1+U2）|即最佳抽样点处眼图正、负幅度不对称的程度。无畸变眼图的极性不对称应为0。如果传输信道不理想，产生传输畸变，就会很明显地由眼图的这几个参数反映出来。其后果可以看成有效信号的能量损失。可以推导出，等效信号信噪比的损失量Eb/N0与眼图开启度(U-2U)/U

50、有如下关系:Eb/N0=20lg|(U-2U)/U |(dB) 同样，交叉点发散度对信噪比损失的影响，也可以等效为眼图开启度对信噪比损失的影响，这里不再详述。2.5 位定时本实验没有位定时提取实验，位定时是由发端时钟从P12输入经延时在P16点产生。实际的2DPSK解调位时的定时，必须由接收信号中提取。可参照FSK位定时提取方法。五、实验内容及步骤准备工作：1、打开稳压电源开关，调整稳压电源的输出（按实验板上所需电压调整），将电流表旋纽顺时针旋至最大；2、将稳压电源输出插座与实验板电源插座之间的连线连接好（注意正、负极），检查无误后按下“UTPUT” 按纽；3、开机时注意观察电流表：正电流 I

51、200mA负电流 I60 mA若电流表上指示电流与上述电流差距太大，要迅速关掉电源，检查电源线有无接错或其它原因。(一)、 2DPSK调制实验开关位置： K1置1、21用示波器和频率计分别测量载波信号P5的波形、频率，并作记录。2. 用示波器和频率计分别测量位同步信号P1的波形、频率，并作记录。3. M序列发生器设初始状态为10000，试列表写出多项式，组成一个周期的M序列。把列表的结果与实验结果相比较。示波器A线接P1，B线接P2，并用P2触发，观察记录比较Pl与P2波形，验证M序列的主要性质。4差分编码示波器MDE（工作方式）置Chp（断续），A线接P2，B线接P3，观察记录比较P2、P3波形，验证差分编码的规律。注意P3比P2有一位码时延。