移相全桥方案参数设计

1、3高频变压器计算3.1变比的计算为了减小整流桥单元的电压应力，本项目选择高频变压器的结构为一个原边绕组和五个副边绕组，五个副边绕组分别经整流桥输出的电压串联组成逆变器所需的直流电压，具体结构如图13所示。为了提高高频变压器的利用率，减小开关管的电流，降低输出整流二极管的反向电压，从而减小损耗和降低成本，高频变压器原副边变比尽可能地大一些。为了在输入电压范围内能够输出所要求的电压，变压器的变比应按最低输入电压Uin(min)选择。选择副边的最大占空比为Dsec(max),则可计算出副边电压最小值Usec(min)为其中，Uo(max)是输出电压最大值，为893.2V，UD是输出整流二极管的通态压

2、降，为1.5V，U（rec）f是输出滤波电感上的直流压降，约为0.2V。故变压器副边电压最小值原副边变比K=Uin(min)/Usec(min)=380V/1054.6V=0.36。图13.变压器原副边连接示意图3.2磁芯选择磁芯选择比较通用的方法是面积乘积法。它是磁芯截面积与线圈有效窗口面积的乘积。对于全桥电路，假定在最低输入电压时，最大占空比为0.8，开关管导通时间为0.8Tsw，效率=80%，线圈铜填充系数为0.4。则面积乘积公式上式中Po是变压器输出功率，为10kVA/(90%×95%)=11.695kVA(变频电源每相输出功率为10kVA，考虑工频逆变电路的转换效率为90%

3、，不控整流的转换效率为95%)，f是变压器工作频率，为20kHz。Bmax为磁通密度摆幅，取为0.20T。代入以上数字计算得，AP=131.9cm4。磁芯选择NCD公司的EE型铁氧体磁芯，材料为LP3，磁芯结构示意图如下图14 NCD公司EE系列铁氧体磁芯结构示意图根据所计算的AP值对比NCD公司的磁芯规格，考虑留一定的尺寸裕量，最终选择EE110铁氧体磁芯。表3 NCD磁芯规格磁芯型号A/mmB/mmC/mmD/mmE/mmF/mmAe/mm2Aw/mm2Ap/cm2EE11011055.5363674.23812961451.6188.1274EE10010060282871.546.57

4、842022.75158.5836EE858545.531.526.65531837.9880.473.768723.3原副边匝数和绕组线径计算（1）确定原副边的匝数变压器的副边匝数可由下式确定：取整数为52匝，根据变压器副边对原边的变比K=0.36，可得原边匝数为NWp=18.7匝，取整数为19匝。（2）确定绕组线径考虑高频逆变器的转换效率为90%，不控整流的转换效率为95%，则不控整流电路输入功率P（rec）in=10000VA/（5×90%×95%）=2339.18VA。原边绕组电流最大值为：取绕组导线电流密度为J=3.5A/mm2，则原边绕组导线最小截面积为：20k

5、Hz开关频率下铜导线的穿透深度为式中，=2fsw，为角频率，fsw为开关频率，为铜导线的磁导率（在真空中=4×10-7H/m），为铜导线的电导率，=58×106/（·m），穿透深度的单位为m。为了更有效的利用导线，减小集肤效应的影响，一般要求导线线径r小于2倍穿透深度，即r2。代入数字计算得,20kHz开关频率下铜导线的穿透深度为4.67×10-4m，则变压器原边绕组导线线径r0.934mm。由原边导线最小截面积计算得铜导线线径为由于原边电流较大，因此采用0.15mm的铜箔绕制，所用铜箔的宽度为10.35mm2/0.15mm=69mm2F=76mm。副边

6、绕组流过的电流的最大值副边绕组导线最小截面积为：选取铜导线的直径该数值大于2倍的穿透深度，因此可以选择2股外径为0.78mm（铜芯标称直径为0.72mm，铜芯截面积为0.4072mm2）的漆包线进行绕制。（3）窗口面积校核根据工程经验，EE系列磁芯元件的填充系数应小于0.5。线圈在磁芯框架两端共留10%不绕线。因此磁芯框架的有效长度：原边线圈总厚度Hp=Dp×dp+(Dp-1)×a，a为层间绝缘厚度，导线直径在0.2mm以上的可采用0.06mm厚的绝缘纸。Dp=NWp=19代入数字计算得Hp=3.93mm。副边每层可绕匝数需绕的层数Ds=NWs/Ns=52/38.81=1.

7、34，取整数为2。副边线圈厚度Hs=Ds×ds+(Ds-1)×a，a为层间绝缘厚度，导线直径在0.2mm以上的可采用0.06mm厚的绝缘纸。代入数字计算得Hs=1.62mm。所有线圈总厚度H=Hp+Hs×5=12.03mm因为H<(E-D)/2=18.1mm，所以该磁芯满足设计要求。4移相全桥电路参数设计移相全桥电路示意图如图15所示。图15.移相全桥电路示意图4.1隔直电容的参数计算隔直电容除了可以将电路中的直流成分滤除，防止高频变压器饱和外，还能在整流二极管即将换流时迅速衰减原边电流，使得二极管能顺利实现自然换流。另外，隔直电容还能减小占空比丢失。因为该

8、电容既要充电又要放电，选择无极性的电容，可根据下式来选取隔直电容：Umax为变压器副边最小输出电压的10%，I(PFC）o为PFC模块输出电压，D为占空比，取为0.85，Tsw为开关周期。考虑移相全桥电路转换效率为90%，则移相全桥电路输入功率为P（SPFB）in=。由（17）式，代入数值计算得。取标称值为6.8F，考虑到变压器原边电流值为36.24A，选择EACO公司的200V AC 20A膜电容，采用2个电容并联，型号SRB-330-6.8-4V#，单个电容尺寸为53*34*12mm。4.2开关管谐振电感和电容的设计（1）超前桥臂谐振电容的设计超前桥臂开通过程中，输出滤波电感LrecA折算

9、到原边与谐振电感Lr串联，用来实现超前桥臂ZVS的能量是LrecA和Lr中的能量。一般来说，LrecA很大，所以在超前桥臂开通过程中，可以认为变压器原边电流近似不变，等效于一个恒流源。因此，为了实现超前桥臂的零电压开通，只要T1和T3驱动信号的死区时间满足以下关系：由上式可以看出，当输出电流I（PFC）o变小时，C3放电到零的时间会变长，即超前桥臂在轻载时可能失去零电压开通条件。因此选择电容C1和C3要依据超前桥臂死区大小和要求实现零电压开关的负载范围来确定。同时考虑在最高输入电压，也就是最难实现零电压开通时来确定。设置超前桥臂死区时间为，考虑变换器在大于20%额定负载时都能实现ZVS，即I（

10、PFC）o大于时能实现零电压开关，输入最高电压为，由上式可得（2）滞后桥臂谐振电容和电感的设计滞后桥臂零电压开通时，只有谐振电感提供换流的能量，所以要能够零电压开通，必须有以下三个条件：1） 谐振电感储能必须大于滞后臂并联电容储能，即：2） 滞后桥臂开通时，原边电流近似为恒定。滞后桥臂的并联电容满足：3） 滞后桥臂开关的死区时间应小于或等于四分之一的谐振周期，即在以上几个约束条件以及滞后桥臂死区时间和输入电流时实现ZVS，从而可以选择合适的谐振电感Lr和谐振电容Clag。由于串联谐振电感和开关器件并联电容均不宜过大或过小，故谐振电感应与开关管并联电容协调确定。根据式（25）和实际电路参数可得：根据式（26）确定串联谐振电感Lr