宽压高效DCDC设计

1、内容摘要：本报告对宽压高效 DC-DC 变换器的技术要求、设计方案、工作原理进行了简单的 阐述和分析， 并对各个主要模块做了原理分析， 给出了关键参数设计及元器件选取关 键参数设计及元器件选取 。根据原理图， 按两个方案试制出输出为 15W/15V 、15W/5V 、30W/15V 和 30W/5V 模块原理样机， 测试结果显示， 按方案一实现的模块问题较多，按方案二实现的模块 除了高低温实验没有做外， 其他性能基本达到技术协议上的性能指标。 下面简要说明一 下方案一存在的问题， 15W 输出满载时， 在输入电压低于 40V 时，效率在 85%左右，而 在高于 40V 时，效率会降低， 当输入

2、电压为 50V 时，效率为 80%，分析效率低的原因会 在正文中叙述，这里不再赘述，解决办法就是减少漏感和降低开关频率，这样会减小损 耗，故在下面的实验中拟 15W 中采用 ER18 的磁芯，最低工作频率在 80KHz，在制作变 压器中严格控制漏感。而 30W 输出存在同样的问题，故会在后面的实验中拟采用 ER23 的磁芯，最低工作频率也在 80KHz 左右。主 题 词更 改 栏更改单号更改日期更改人更改办法第 1页 共19页宽压高效 DC/DC变换方案报告1 概述 本报告根据宽压高效 DC/DC 变换技术开发技术协议 ，对宽压高效 DC/DC 变换模 块的技术要求、设计方案、工作原理等方面进

3、行了相应阐述和分析。此次研发涉及 4 种 DC/DC 模块，分别为 15W 和 30W 两个额定输出功率等级，每个 功率等级包括单路 5V 输出、单路 15V 输出模块各 1种，也就是共设计四种类型的电源。 其主要难点 :(1) 宽输入电压范围 12.550V； (2)宽工作温度范围 -4585° ;(3) 外形尺寸较小，这样对功率密度、效率和散热三方面提出挑战 (4)低功耗，效率高。15W 模块：全输入电压范围内，常温条件下， 5V 模块满载输出时效率不低于 85%， 15V 模块满载输出时效率不低于 88% ；全输入电压范围内，常温条件下， 5W 输出时效率 不低于 75%，争取

4、达到 80% 。30W 模块：全输入电压范围内，常温条件下， 5V 模块满载输出时效率不低于 86%，15V 模块满载输出时效率不低于 90%；全输入电压范围内，常温条件下， 15W 输出时效 率不低于 86% 。因此本项目提出的三个新课题： 全输入范围高效； 低温启动； 高温散热；高功率密度。 2 技术要求2.1 模块类别涉及 4种 DC/DC 模块，分 15W 和 30W 两个额定输出功率等级，每个功率等级包括 单路 5V 输出、单路 15V 输出模块各 1 种。以下如非特指，均为对各模块的统一要求。2.2 工作温度范围 -45 +85，无需额外散热措施。2.3 隔离要求 输入地、输出地及

5、二者与外壳间加 500V，绝缘电阻不低于 100M 。 输入、输出地间不加电容器。2.4 结构 各模块均采取封闭式结构，金属外壳封装。第 2页 共19页外形尺寸（暂定）及点定义分别见图 1.1 和图 1.2，控制端低电平禁止图 1.1 15W 模块外形尺寸及点定义图 1.2 30W 模块外形尺寸及点定义2.5 输入2.5.1 输入电压范围 输入电压范围 12.5V 50V，标称 28V。2.5.2 最大输入电流 阻性负载满载启动时，最大输入电流不超过稳态输入电流的2倍2.5.3 输入纹波电流第 3页 共19页额定输入电压、额定负载、稳态工作时，输入纹波电流峰 -峰值不大于 30mA，可通过 外

6、接一级 LC 差模滤波控制。2.5.4 兼容性要求兼容 GJB181A 相关要求及输入电压范围内的电压浪涌要求。2.6 输出除非特殊说明，本条所列指标均要求在全输入（ 12.5V50V ）、全负载（空载 满载）、 全温度范围内（ -45 +85）满足。2.6.1 输出功率启动时，在额定输出功率基础上，至少需保留 15% 设计裕量（过载时间不超过 10s）， 验收时以额定值为准。2.6.2 转换效率15W 模块：全输入电压范围内，常温条件下， 5V 模块满载输出时效率不低于 85%， 15V 模块满载输出时效率不低于 88% ；全输入电压范围内，常温条件下， 5W 输出时效率 不低于 75%，争

7、取达到 80% 。30W 模块：全输入电压范围内，常温条件下， 5V 模块满载输出时效率不低于 86%， 15V 模块满载输出时效率不低于 90%；全输入电压范围内，常温条件下， 15W 输出时效 率不低于 86% 。2.6.3 输出电压精度（电压 /负载调整）5V 输出稳态电压精度不超过 ±0.1V，15V 输出稳态电压精度不超过 ±0.2V。2.6.4 输出电压峰 -峰值5V 输出时峰 -峰值不大于 75mV，纹波成分（不含开关高频噪声）不大于 30mV，无 开关频率外的低频振荡；空载条件下，峰 -峰值不大于 150mV，纹波成分不超过 90mV。 1 5V 输出时峰

8、-峰值不大于 100mV，纹波成分（不含开关高频噪声）不大于 30mV，无开关 频率外的低频振荡；空载条件下，峰 -峰值不大于 150mV，纹波成分不超过 90mV。其中：常温条件下，在输出端子根部靠测，示波器 20MHz 带宽，无外加电容，探头× 1 档； 高低温条件下，可在输出线负载端测试，纹波幅值可不做要求，但要求无低频振荡。2.6.5 开机特性启动延时时间不超过 30ms，输出电压建立时间应不超过 20ms，输出过冲电压不超过 额定输出电压的 5% 。测试条件为：第 4页 共 19页输入电压时间不大于 1ms，满载启动。2.6.6 负载阶跃响应输出接电子负载，设置负载电流为额

9、定输出电流的 507550和 2550 25阶跃变化，阶跃周期为 1ms，输出电流爬升斜率为 2.5A/us 。输出过冲电压不超过额 定输出电压的 1% ；如输出过冲电压超过额定输出电压的 1% ，恢复时间不应超过 500s。2.7 使能功能控制端悬空正常输出，控制端接地或低电平（ 0V0.2V ）输出截止。2.8 保护功能2.8.1 输入过欠压保护超出最高输入电压 10%时，过压保护动作；低于最低输入电压 10% 时，欠压保护动 作。保护发生后无输出（体积允许情况下建议加，非必要） 。2.8.2 输出过压保护超过额定输出电压 15% 时动作，保护后无输出（体积允许情况下建议加，非必要） 。2

10、.8.3 输出过流保护超过额定输出电流 50% 时动作，保护后无输出（体积允许情况下建议加，非必要） 。2.8.4 输出短路保护 长时间短路不致损坏。可考虑打嗝方式，自动或开机恢复（必要） 。2.9 电磁兼容要求重点满足 GJB151A 中 CE101、CE102、RE101、RE102、CS106 等相关要求，可根 据北工大实验室现有条件完成相关考核，测试条件不具备的应在设计过程中充分相关因 素。2.10 器材要求 电阻、电容、磁性元件全部使用国内军品厂家产品，必要时可协助采购。 变压器推荐使用 4326 厂的表贴式平面变压器，相关参数固化后提要求，可协助采购。 PCB 建议层数为双层，最多

11、不超过四层。外壳设计形式需双方协商后确定。 进口半导体分立器件和集成电路要求全部可实现国产化封装， 前期设计即以国产化兼 容封装布板。相关器件型号规格提前提出，与国内军品半导体器件供应商确认无误后方可 进行，元器件国产化替代工作同步进行。初样的进口元器件和 PCB 由北工大负责，正样 元器件和 PCB 由北工大负责， 惯性公司协助。3 方案选择第 5页 共19页3.1 难点分析难点分析基本在概述中已经阐述，下面针对每个问题解决办法进行说明：(1) 宽输入电压范围 12.550V； 当输入电压为 12.5V 时电路能正常工作，必须选用低电压启动控制芯片作为主控芯片； 在输入电压大范围变化时，保持

12、输出电压的稳定度，选择合理的电流控制模式、强前向反 馈，必须采用峰值电流控制。(2)宽工作温度范围 -4585°低温启动 (-45 )问题：工业级 IC 器件的极限低温 -40的，不能满足要求，这样要 求选择合适的裸片进行封装。高温散热 (85 ) ：外形尺寸： inch)的表面积，用铜材， 1.8W 的温升近似等于 18 ，取环境温度为 85 时，开关管的结温等于 85 + 18 =113 。若选择最高结温等于 150 的开关管 ，则余量为 37 。在保证效率为 88%的 条件下，采用铜材外壳和加灌导热胶的方式可以满足高温运行，其结构示意图如图 3.1 所 示：PD图 3.1 模块

13、整体结构示意图(3) 外形尺寸较小，这样对功率密度、效率和散热三方面提出挑战 由于外形尺寸较小， 这样采用四层 PCB 布线，元器件采用双面表贴安装， 变压器也采 用表贴变压器；采用线圈控制同步整流管，去除传统采用同步整流 IC 控制。(4) 低功耗，效率高。 要做到损耗小，在遴选器件必须考虑以下几方面：低损耗的控制芯片； ESR 和 ESL 均为较小的磁介电容；低损耗的 MOSFET 管(低导通电阻、小的栅极电荷) ；低损耗的高 频磁芯；低损耗的整流器件，采用同步整流技术。3.2 解决方法 方案一:完全摒弃传统的反馈技术， 采用全新的控制芯片 LT3748 控制第 6页 共 19页LT374

14、8 的主要优点为 :(1) 临界导电模式 /变频控制。 消除了整流二极管的反向恢复电流造成的损耗； 由于临界模式和变压器漏感的作用开关管工作在 ZCS 开启；开关管的输出电容作用 开关管是 ZVS 关断，故开关管无开关损耗，只有导通损耗； 减少开关管输出电容的功耗。(2) 原边电压反馈技术，无需光耦或变压器第三绕组和基准电源TL431; 提高效率和可靠性，减少了非线性误差、成本以及体积。(3) 提供低电压驱动， 7V 的驱动电压，大大减少了驱动功率；与 15V 驱动相比，驱动功率 减小 3/4。(4) 改电压型误差放大为跨导型误差放大。 优点：抗干扰能力强、响应速度快、稳定性好 不足：静态误差

15、大， 调整率要求高的系统不能用； 输入失调电压和输入偏置电流特性差， 因此需要温度补偿技术， 而 LT3748 带有温度补偿技术很好的解决了这个问题。(5) 峰值电流控制模式，可以满足宽输入电压范围： 12.550V。(6)采用 COS 技术，使得芯片的功耗很小：静态工作电流为 1.3mA.在最大电压 Vin=50V ， 功耗为 50× 1.3mA=65mW。(7)温度补偿技术：系统可在宽温度范围内保持稳定。即开环增益几乎与温度无关。这就是 为什么芯片的测试温度范围为 -50 125 的原因。(8)轻载 DCM 工作模式， 减小空载和轻载的损耗。LT3748 的主要缺点为 :(1)

16、由于采用变频控制，变压器工作在临界模式，电流峰峰值大，在 MOS 关断时电流会有 振荡，故 MOS 的关断损耗很大。(2) 由于变压器工作在临界模式，输入电压时工作频率较低，输入电压高时工作频率较高， 这样在高输入电压时由 MOS 管的 DS 结电容引起的开关损耗会很大，而且变压器的漏 感也会增加 MOS 管的 DS 两端电压，这样要实现宽范围高效就很困难。(3) 由于变压器工作在临界模式，输入电流的纹波会很大。(4) 由于上面的 3 个原因，在选择工作频率时越低越好，这样要求磁芯会很大，体积会增 大。技术难点及解决方法：(1) 在高压输入时的效率问题是个难点。随着输入电压的升高，工作频率会增

17、加，由 MOS 关断电流振荡及 MOS 管的 DS 结电容引起的关断损耗会增大，这样很难满足高压输入第 7页 共19页 效率的要求。尽量增大磁芯，降低工作频率，在原理样机中 15W 采用 ER14.5 的磁芯， 30W 采用 ER18 的磁芯，为了提高效率拟在下一步实验中 15W 采用 ER18 的磁芯，30W 采用 ER23 的磁芯。（2）同步整流驱动问题是个难点。由于变压器工作在临界模式并且采用线圈控制同步整流 驱动 MOS ，若驱动电压过高造成有环流现象，使得效率变低；若驱动电压过低造成 MOS 没有完全导通，这样会增加 MOS 的导通损耗。而由于变压器绕线匝数较少（一 般不会超 10

18、匝），这样很难准确的控制同步整流线圈的匝数。如果采用同步整流芯片 控制同步整流管会增加损耗。这样就要求我们选取导通门槛电压低的MOS ，实验证明选取门槛电压低的专用同步整流 MOS （1.2V-2.8V），同步整流驱动电压一般要在 2.5 和 3.5V 之间最佳。采用 ISL6843 为主控芯片设计， 主要在器件选取与工艺做深入的研究。 与传统的 ISL6843 控制相比，主要在细节上做一些改动：（1）采用同步整流；（2）峰值电流取样采用变压器取样；（3）采用推挽外接电源驱动控制芯片；（4）同步整流管采用线圈驱动，无需外加控制 IC 。现在市面上有采用 ISL6843 控制的模块， 像台湾 P

19、-DUKE 公司生产 LCD 系列产品， 其 技术指标和本项目的相似， 均采用传统的 TLV431 和光耦控制， 但是要在器件选取与制 作工艺上做深入的研究。3.3 结构特点及散热和关键技术（1）结构特点封闭式模块电源主要由插针、 顶盖、外壳和 PCB 零件构成。由于外形尺寸较小， PCB 安装在封闭的铜壳体中，解决散热的方式是采用铜基板和灌注导热封胶，这样热量通过导 热胶传导散热，通过铜外壳辐射散热。结构上采用 PCB 安装在封闭的铜壳体中，壳中灌注导热胶；解决好关键零件工艺问 题。由于采用多层板，良好的导热特性保证整个电源板的温度平衡，增强散热效果，不至 于功率器件局部温度过高，影响使用寿

20、命和可靠性。（2）关键零件工艺插针应具有良好的焊接性和导电性， 通常采用黄铜 H62 或紫铜 T2，且表面一般采用 镀金作为防腐措施，以提高插针的可焊性及导电性。第 8页 共 19页壳体与顶盖通常采用铜板折弯而成，四角缝隙不得大于 0.2mm，表面处理采用氧化 发黑处理即可，增加辐射散热。（3）PCB 设计工艺PCB 设计对于灌胶模块在布局时要考虑排气孔，排气孔的设计尽量在变压器等大器 件附近，开孔尺寸尽量大，最小直径大于 2mm。PCB 设计时内层铺铜尽量铺满，这样有 利于 PCB 散热并减小其翘曲度。多层后铜 PCB 的层间结构设计要注意芯板、绝缘层、埋 孔和盲孔不能任意设置。4 原理框图

21、及工作原理4.1.1 原理框图方案一 :采用 LT3748 为主控芯片的原理框图为图 4.1所示：图 4.1 LT3748 为主控芯片的原理框图 方案二:采用 ISL6843 为主控芯片的原理框图如图 4.2所示第 9页 共 19页图 4.2 ISL6843 为主控芯片的原理框图4.1.2 工作原理 根据框图逐项给出各部分的工作原理，难点部分重点写 方案一的工作原理方框 1为电压采样电路，三极管 Q1 和 Q2 的放大倍数相同， 20uA 的电流源为 Q1提供偏置。当 MOS 管关断时开始采样输出电压， 其工作原理为此时 Q1基极电压为 Vin Vbe，Q2 发射极电压也为 Vin，而 MOS

22、 管两端电压为 Vin nVo （n为变压器原副边匝比） ，此时第10页 共 19页 加在反馈电阻 RFB两断电压为 nVo ，则流经 RFB的电流与经过 RREF 的电流基本相等，此时 RREF 上的电压与输出电压和 n成一定的比例关系，真实的反映出输出电压。方框 2 为误差放大电路，采样电压进入误差放大器的反相输入端，与基准电压比较 放大输出一个电流信号，经过反馈回路 RC、CC 将电流信号变为电压，因此误差放大器为 跨导放大器。方框 3 为温度补偿电路，使系统在宽温度范围内保持稳定，使得环路增益与温度无 关。方框 4为临界模式检测电路， 当比较器 A1 的反相输入端电压小于 0.55V

23、时表明此时 电感电流降为零，即变压器储能为零， A1输出为高，置 S为1，使 MOS 重新导通。下面简单的介绍下采用 ISL6843 为主控芯片的原理框图。 下面逐一介绍主要的工作原 理:方框 1 中为自启动电路， 反激电路传统的启动电路一般由 RC 构成， 但是由于该模 块供电电压较低， 最低 12.5V 工作， 这样就要求新的启动电路。此电路为一个应用调整 管实现的稳压电路， 主要的工作原理为当输入电压高于 10V 时， 稳压管 D6 开始稳压， 此时 Q1 放大导通， 则 Q2 也开始放大导通给供电电容 C6 和 C19 充电， 使得输出电压 稳定在约为 10V， 此时 ISL6843

24、开始工作。当 ISL6843 工作后， 由供电线圈和 D9 组成 的供电电路开始工作， 当供电电路的电压大于 10V 时， 稳压管 D6 正向导通， 此时启 动电路关闭。方框 2 为峰值电流取样电路， 采用线圈取样， 这里不做赘述。这里主要介绍一下从第11页 共 19页 输入电压接入 R15的作用， 由于该模块输入电压范围较宽 （12.5V-50V）， 普通的峰值电流 控制电压调整率很难满足要求。而加入 R15 后， 相当于前馈加强了， 即输入电压越高， 输入电流限制越小， 这样很容易满足电压调整率要求。方框 3为谐波补偿电路， 利用三极管将 ISL6843 4 脚产生的锯齿波引入到峰值电流输

25、 入脚。方框 4为一个推挽驱动电路， 由于工作频率较高 （350KHz）， ISL6843 输出驱动电流 为 1A， 这样很驱动的上升时间相对于周期时间很长， 影响管子的导通， 采用推挽驱动 后， 供电由外部供电电路供给， 很好的解决了这个问题。方框 5 为一个同步整流电路， 采用同步线圈控制， 原理较简单， 这里不做赘述。方框 6 为过流保护电路， 此电路还在调试中。 其基本原理为当过载到一定程度时， 输 出电压会跌落， 此时 ISL6843 1 脚升高于一定值时， 比较器输出为低， 此时光耦的输出 端被箝位低， MOS 关断， 实现过流保护。方框 7 为电压采样及补偿控制电路， 这里不做赘

26、述。5 关键参数设计及元器件选取（1）功率器件选取与损耗计算主管： 150V 管子损耗 （W）50V 输入28V 输入12.5V 输入管型15V 输出5V 输出15V 输出5V 输出15V 输出5V 输出备注（ 15W ）SiR838DP0.161270.161580.130180.132850.17380.1834935A50V 输入28V 输入12.5V 输入15V 输出5V 输出15V 输出5V 输出15V 输出5V 输出备注（ 30W ）SiR838DP0.227550.240.23430.25410.467480.5129335A同步整流管： 100V（当输出为 15V 时的整流管

27、）损耗（W）50V 输入28V 输入12.5 输入管型15V 输出15V 输出15V 输出备注（ 15W）Si7454DP0.070740.059660.10727.8A15V 输出15V 输出15V 输出备注（ 30W）SiR432DP0.116130.133690.304828A同步整流管： 50V（含高于 50V的管子） （当输出为 5V 时的整流管 ）损耗（W）50V 输入28V 输入12.5 输入第12页 共 19页管型5V 输出5V 输出5V 输出备注（ 15W）Si7164DP0.134930.128750.1726760A5V 输出5V 输出5V 输出备注（ 30W）Si716

28、4DP0.179990.212290.4167260A（2）采用 LT3748 控制， 输出功率为 15W 变压器计算 :假定磁芯不饱和，原边电感量 Li 和副边电感量 Lo 为常数，开关管为理想开关。对于 临界导通状态， 0 时刻原边电流为零， DT 时刻电感电流为IP1 Ug DTI P1P1Li原边在一个周期内获得的能量为W 1 Li I P212 i P1Ug2D2T2Li转换效率为 ，工作频率为 f，输出功率为Ug2D2TPOWf gUO IOO 2LiO O周期末副边电流为 0，开关管截止时间用 Do 表示，有DOTU ON PI S1 I P1 LO S1 NS P1 定义单圈电

29、感量为 Lr ，则有：Li N2pLr, Lo N2s Lr 可以推导出DO U gNs DUo Np在输入电压一定、周期一定的时候，占空比越大，原边电感越小，电流峰值越大，输入功率和输出功率越大。若 Li 变大，为保证输出功率不变，要求 D也变大。因为 D 最 大为 0.5，若 Li 变大幅度太大，超出 D 变化可调节的范围，则输出功率必然变小。POD2LiI P1U gDTDLiLi磁芯工作频率选择在 250K，变频频率可以下降到几十 K ，应选择工作频率 500K 以 下的宽温度范围， 低损耗高频铁氧体材料， 根据昆山锰锌铁氧体材料手册， 应选择 DMR90第13页 共 19页或 DMR

30、95 材料磁芯。对应 TDK 磁芯型号为 PC90 或 PC95 材料。其中， 95 材料具有更 高的初始导磁率， 使用频率较低 （ 400K）宽温度范围磁损小， 90 材料初始导磁率较低， 使用频率较高（ 500K），因此选用 PC95材料。 PC95材料磁损系数为 280350mW/cm3， 测试条件为 100KHz ，200mT。选择 PC95ER14 其 Aw=5.84mm2，Ae=17.6mm2。其 Aw*Ae=102.8mm4。 64根据公式 Aw*Ae=Pout*10 6/（2*ko*kc*f*Bm*j* ）=99.2mm4，其中 Aw 为窗口面积； Ae为磁芯截面积； ko为窗

31、口填充系数 1，一般取0.40.6，此处取 0.4；kc为磁芯截面积 填充系数 =1；f 为工作频率取 250K；Bm 为饱和磁通密度， PC95 材料最大可以选择为 3900Gs（100），安全起见选择 2800Gs；j 为电流密度，取 4A/mm2；取 0.9，Pout 为 变压器输出功率，考虑过功率输出取 20W。此时计算原边匝数为 4.9 圈，取为 5 圈。计算气隙长度为 0.183mm。此时可得副边 圈数为 6匝（输出 15V）和 2 匝（输出 5V）。（3）采用 ISL6843 控制， 输出功率为 15W 变压器计算 : 假设当输出功率为半载时工作在临界模式， 此时P1.Ug2D

32、2T2P6.2 H其中Ug 12.5V, f 350kHz, T=2.86 s， D 为最大占空比 0.5选择对应 TDK 磁芯型号为 PC90 或 PC95 材料。其中， 95 材料具有更高的初始导磁 率，使用频率较低（ 400K）宽温度范围磁损小， 90 材料初始导磁率较低，使用频率较 高（ 500K）， 因此选用 PC95 材料。 PC95 材料磁损系数为 280350mW/cm3，测试条 件为 100KHz， 200mT。选择 PC95ER11 其 Aw=4.956mm2， Ae=11.9mm2。其 Aw*Ae=58.98mm4。根据公式 Aw*Ae=Pout*10 6/（2*ko*k

33、c*f*Bm*j* ）=52.88mm4，其中 Aw 为窗口面积； Ae为磁芯截面积； ko为窗口填充系数 1，一般取0.40.6，此处取 0.4；kc为磁芯截面积 填充系数 =1；f 为工作频率取 350K；Bm 为饱和磁通密度， PC95 材料最大可以选择为 3900Gs（100），安全起见选择 3000Gs；j 为电流密度，取 5A/mm2；取 0.9，Pout 为 变压器输出功率，考虑过功率输出取 20W。此时计算原边匝数为 7.8 圈，取为 8 圈。计算气隙长度为 0.2mm。此时可得副边圈 数为 10 匝（输出 15V）和 3 匝（输出 5V）， 供电线圈为 8 匝， 同步整流为

34、2 匝（输出 15V）和 2 匝（输出 5V）。6 建模与仿真第14页 共 19页方案一的模型现在还没建出来，后续会给出。下面给出方案二的控制仿真模型： 在复频域下，反激式开关电源电路可等效成如图 6.1所示的理论模型，图 6.2 所示为 反激电路电路图。V ref (s)图 6.1 反激电路模型结构图其中， Gv (s)是补偿网络传函， AP (s)是功率级传递函数， V 0 (s)输出信号， V ref (s)为参考电压象函数。输入直流电压CoECSRRs补偿器VrefRo图 6.2 反激电路电路图1)功率级 AP s 传递函数1sApZ(esr)1s其中：ADC2 Vin VoutVin

35、 VeNsecNpriPRL CoZ (esr)RESR CoVe是误差放大器的直流基准值，RL 是负载电阻， CO 是输出电容， RESR 是输出电 容的 ESR 电阻。2)补偿网络 Gv s 传递函数第15页 共 19页本文中的单端反激电路所选用的是积分反馈网络，如图 6.3 所示误差放大器CC图 6.3 反馈网络示意图反馈网络的传递函数为：Gvs RCCC其中 RC、CC是图 6.3中补偿网络的电阻和电容。（3）参数选择 单端反激电路系统主要参数为：反激变压器变比n=Npri/Nsec=8/10；输入电压Vin=12.5-50V ；输出 电压 Vout=15V ；输出功率 Po=0.072-15W；峰 值电流 采样电阻 Rs=0.25 ；输出电容 Cout= 10uF；补偿网络参数 Cc=1uF，Rc=30 K。（4）复频域下系统仿真图如图所示，图 6.4为复频域下 Vout=50V、P