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1、电源学会第二十一届学术年会集DC/DC 变换器设计一种高功率密度的双向1，1，1，1，1,2（1.西安交通大学电气，陕西省 西安市 710049；2.特变电工西安新能源750000），陕西省 西安市Design of A High Power Density Bi-directional Isolated DC/DC Converter1QIAO LIANG, 1YANG XU, 1ZHANG BIN, 1LIU LONG, 1HUANG LANG, 2HAO XIANG(1College of Electrical Engineering, Xian Jiaotong University,

2、 Xian 710049, Shaanxi Province,)(2TBEA SUNOASIS CO.,., Xian 750000, Shaanxi Province,)ABSTRACT: A high power density bi-directional isolated DC/DC converterDAB (Dual Active Bridge), using SiC MOSFET, was designed in the paper. The operation principle of DAB was discussed, and realization of ZVS was

3、analyzed. The design method of phase shifting angle and parameter of the circuit was present. The type of switching devices was chosen and loss of the circuit was calculated in the paper. Finally, the simulation and the experimentation verify the accuracy of theanalysis and design results.器件的双向DC/DC

4、 变换电路。文献5讨论了DAB 电路中死区时间对软开关范围的影响。本文设计了一种采用 SiC 器件的高功率密度DAB 变换器。为了实现该变换器的高功率密度设计，本文对 DAB 的软开关条件进行了分析，并对移相角及电路参数进行了优化设计。最后，进行了开关器件选型，对开关器件进行了损耗分析。本文给出了设计实例，通过并搭建实验平台验证了分析和设计结果的有效性。KEY WORDS: DAB; high-power-density; SiC device;soft-switching2 DAB 电路的工作原理2.1 DAB 电路的工作原理DAB 结构的电路拓扑如图 1 所示。该变换器主要由两个 H 桥和

5、高频变压器组成。图中 V1、V2 分别为变换器的输入和输出电压，i1、i2 为变换器的输入和输出电流；VP、VS 分别为变压器原副边电压， 为摘要：本文设计了一种采用 SiC MOSFET 的高功率密度的双向DC/DC 变换器双主动（Dual ActiveBridge, DAB）。分析了双主动变换器的工作原理，推导了开关器件实现软开关的条件，给出了移相角及电路参数的设计，并进行了器件选型和损耗分析。最后，及实验结果验证了分析和设计的准确性。变压器电流；高频变压器电压变比为 n:1， 为：双主动；高功率密度；碳化硅器件；软开关变压器漏感；S1P、S2P、S3P、S4P 为变压器一次侧的四个开关管

6、，S1S、S2S、S3S、S4S 为变压器二次侧的四个开关管。1引言近年来，随着新能源和电动汽车的快速发展，能够实现能量双向欢迎。其中，双主动的DC/DC 变换器大受+i2i1Dual Active Bridge, DAB）SS3PS1SS3S1Pn:1变换器由于其电路结构简单、度高而L+VS+kiV1VPV2L关注。此外，DAB 还具有有效率高、体积小、动态-性能好、成本优点1。目前，许多学者对 DABS2SS4SS2PS4P-及提高其性能和效率进行了大量研究。文献2设计了 350V，容量 10kW，开关频率 20kHz 的 DAB。文献3分析了 DAB 电路中半导体器件的电流波形及软开关的

7、实现。文献4对比了使用 Si 器件和 SiC图 1 DAB 结构的电路拓扑图 2 为DAB 电路的工作波形，其中变压器一次侧和二次侧的 1、4 开关管和 2、3 开关管分别同时导通。j为变压器原副边波形的移相角。DAB基金项目：自然科学基金项目(51177129)。的工作以分为如下六个状态：The National Natural Science Foundation of(51177129).1167电源学会第二十一届学术年会集ìiV - nV× ( - j )(t ) = i (t ) +12ï L 2L 1ïVg1P ,Vg 4 PwLkï

8、;V + nVV ,Vi (t ) = i (t ) - 12 ×jg 2 P g 3 P(1)ï Lj4L 2wLïD23：ZCS; S23：ZVSkV ,Víg1S g 4 SV - nVïi(t ) = i (t ) - 12 × ( - j)D14：ZCS; S14：ZVSV ,Vg 2 S g 3Sï L 5L 4wLkïV + nVïiV1×j(t ) = i (t ) +12VPï L 7L 5wLîk由于开关周期初始时刻与结束时刻电流相等，nV2VS且半周期正

9、负对称，即 i(t )= i(t )，i(t )= -i(t )则L 1L7L 1L4可以求得：(t ) =- (V1 - nV2 ) × -V1 × 2jìiiï L 1ïL2wLk(V - nV ) × + nV × 2jït0tt(t ) = 122i(2)78ï L22wLkïí(V - nV ) × -V × 2jïi (t ) = 1212wLk图 2 DAB 电路的工作波形ïL 4ït1-t2：该时间段内H 桥的 S1P、

10、S4P 和副边 H(V - nV ) × + nV × 2jïi(t ) =- 122桥的 S1S、S4S 开通，变压器电流流过 S1P、S4Pï L 52wLîk和变压器漏感 Lk，此时电压 VP 为输入电压 V1；进而可以求得 DAB 电路传输的功率为：副边电流流过 S1S、S4S 的反并联二极管，副边电压VS 为 nV2，电路处于稳态。TsòVP × iL (t)dt=)(3)P =022 f LTt2-t3：t2 时刻 S1P、S4P 管关断，电流 iL 方向ss k保持不变，电流流过 S2P、S3P 的反并联二极管

11、，故2.2 相移约束条件分析S2P、S3P 可以实现 ZVS。此时电压 VP 变为-V1，根据上述分析得，H 桥实现ZVS 的条件为电流 iL 逐渐降低至零；副边电压仍为 nV2。iL(t2)>0 且 iL(t5)<0，则可以推出：t3-t4：该时间段内H 桥的 S2P、S3P 和副边 Hmax(1-) × , 0 < j < V1(4)桥的 S1S、S4S 开通。t3 时刻电流 iL 逐渐降低至零，随后反向增大，则电流流过开关管 S2P、S3P，变压nV222副边H 桥实现ZVS 的条件为 iL(t1)>0 且 iL(t4)<0，则可以推出：器电

12、压 VP 仍为-V1；变压器副边电压仍为 nV2，副边电流流过 S1S、S4S。t4-t5：t4 时刻副边开关管 S1S、S4S 关断，此时电压 VP 和电流 iL 均保持不变，副边电压 VS 变为-nV2，副边电流换流至 S2S、S3S，电路处于稳态。max(1- nV2 ) × , 0 < j < (5)V122综合比较以上两式，可以得出 DAB 电路实现软开关的条件为：t5-t6：t5 时刻开关管 S2P、S3P 关断，max(1 - nV2 ) × , (1 - V1 ) × < j < (6)电流 iL 方向保持不变，电流流过 S

13、1P、S4P 的反并联V12nV222二极管，故 S1P、S4P 可以实现 ZVS。此时电压另外，由式(2)和式(3)可得，关断电流：VP 变为 V1，电流 iL 逐渐降低至零；副边电压仍为 。PiL (t2 ) = iL (t1 ) =×(7)V1 - jt6-t7：该时间段内H 桥的 S1P、S4P 和副边H 桥的 S2S、S3S 开通。t6 时刻电流 iL 逐渐降低至零，随后反向增大，则电流流过开关管 S1P、S4P，变压重载时j值较大，关断较大，则器件的关断损耗较大。分析 DAB 的环流情况，可得：器电压 VP 仍为 V1；变压器副边电压仍为-nV2，副边电流流过 S2S、S

14、3S。根据上述对 DAB 电路的工作情况分析，可以列出各时刻的电流为：1168nV1V2 ×j( -jt1t2t3 t4t5t6S1P , S4 PS1P , S4 PD2P , D3PS2 P , S3 PS2 P , S3 PD1P , D4PS1P , S4 PS2 S , S3 SD1S , D4SD1S , D4SS1S , S4 SD2S , D3SD2S , D3SS2 S , S3SD23：ZCS; S23：ZVSD14：ZCS; S14：ZVS电源学会第二十一届学术年会集臂死区时间等情况，本文设计的参数理论上可以全范围实现软开关。因此，为了提高电路功率密度， 应设计

15、较小的移相角，但是考虑到器件结电容等参数的影响，满足软开关条件的移相角不能太小。等效电路如图 4 所示，VH 为变压器副边等效电源。电流 iL 为流过结电容 C1 和 C2 的电流之和， 即iL=2CeqdUC/dt，则流入等效电源的能量为：ìP1t4 - t2t4 Vòt=× i (t)dtïd 24P Lï2í(8)1t7 VïPòt=× i (t)dtïîd 57P Lt7 - t55代入 iL(t5)=-iL(t7)，iL(t2)= -iL(t4)得 Pd24= Pd57=0，

16、则环流能量：E = 4× i (t)dt = P × j t4 Vòt(9)CP L2 fs - j3ttòòV i dt = 2C VdU = 2CV 2(10)H Leq HCeq H重载时环流能量较大，导致器件的环流导通损耗大，不利于 DAB 效率的提高。由以上分析，DAB 实现 ZVS 时变压器原副边波形的移相角j应满足一定的条件，如图 3 所00本文的设计要求 DAB 电路在 10%以上的负载实现电路开关器件的 ZVS。考虑能量守恒，在忽略损耗的情况下，电感的能量等于传入变压器副边的能量，则：示。式（3）可知，DAB 电路传输的功率P

17、 与移相角j有关，当j较大时，传输功率 P 较大； 当j较小时，传输功率 P 较小。则移相角较小,即DAB 电路工作在轻载条件下时，无法实现 ZVS；而移相角较大将导致关断损耗和环流导通损耗大，1 L I 2 =2CV '2(11)k 10%eq H2其中 I10%=10%Po/VP=3.09A ， Ceq=205pF ，VH =900V。可求得满足 10%负载条件下的变压器漏感 Lk 为：因此在选择移相角较小的移相角j。在满足 ZVS 的条件下，取V 24CL =eq P» 6.956 ´10-5 H(12)kI 210%将 Lk=6.956×10-5H

18、，P=Po=2.778kW 代入可得满载时的移相角j=0.259。3.2 开关器件选型前文分析了 DAB 环节的工作原理和波形，由重载时环流导通损耗大轻载时无法ZVS式(2)及上述计算参数可得，各时刻的电流值iLt2=41.886A， iLt4= iLt5=-41.886A。iLt1=为使选择开关器件时预留足够的耐压裕量，考虑 5%电压波动及 10%耐压裕量，则开关器件的最大工作电压为 VDSmax=900×1.05×1.1=1.04×103V，同时在本设计中，将开关器件降额 10%使用，则开关器件耐压应至少为 VDSSmin=VDSmax/0.9=1.155&#

19、215;103V， 最大工作电流为 IDmax= iL(t1) ·1.1=46.075A。图 3 环流能量与功率的图3 高功率密度 DAB 电路的设计本文所设计的 DAB 电路主要参数指标为：输入和输出均为 900V 直流电压，传输功率Po=27.78kW，高频变压器的电压变比为 1:1，开关频率 40kHz。3.1 DAB 电路的参数优化设计根据上述讨论，低压侧的开关器件选择SiC 材料的 MOSFET，可以选择的开关器件型号为C2M0025120D、C2M0040120D 和 SCH2080KE。备选器件的主要参数见表 1。表 1 DAB 备选开关器件的主要参数CC13通态电阻（

20、m）25额定电压（V）额定电流(A)100L型号kiLVHC2C4C2M0025120D12002560C2M0040120D12004040图 4 软开关等效电路图由式（6）可以得出，在不考虑器件参数及桥SCH2080KE（并）12008040（25）1169电源学会第二十一届学术年会集3.3 变压器H 桥损耗计算损耗和正向导通损耗之和，即：开关器件的备选型号为 C2M0025120D 、C2M0040120D 和 SCH2080KE。以 C2M0025120D为例计算变压器H 桥的损耗。由C2M0025120D 的Datasheet 中关于导通电阻= ( E)× f+ E+ E=

21、 31.992WP(16)onLL00L01L12s要接着计算低压侧 MOS 的开关损耗，需根据Datasheet 中的开关损耗曲线来确定。由分的曲线可得，该型号 MOSFET 正向导通电阻别读出不同漏极电流和温度条件下器件的开关能量。应当注意的是表中所给的曲线为 800V 条件下几乎不变。可得在结温 125 时的正向导通电阻为RDS=0.044。由 datasheet 可得 MOSFET 反向并联二极管压降 Vf=2.6V ，则反并联二极管的导通电阻为的数据，计算乘以相应的比例系数。故变压器MOS 的开通损耗及关断损耗分别为：P= 1.09 ´10-3 × VL 

22、5; 1.41 × f = 42.56W (17)switchonsR=(3V-2.6V)/40A=0.01 。 需 要 注 意 的 是800V 1.625DSdMOSFET 为双向器件，即当开关管收到开通信号时P= 0.4 ´10-3 × VL ×× f = 21.6W0.9(18)switchoffs800V 0.75电流可以在沟道内正向，而当电流反向时电流会通过沟道反向流通。另可求得，MOSFET 的反向导通电阻值为 RDSR=0.04。由于对 DAB 电路采取移相的方式，使这部分电路的开关器件可以实现 ZVS 即零电压开通，所以在计算器

23、件损耗忽略 MOS 开关管的开通损耗，只包含 MOS 开关管的导通和关断损耗。故DAB 变压器单个 MOS 管总损耗为：PtotL = PonL + Pswitchoff= 53.592W(19)从 C2M0025120D 的 Datasheet 中读出 MOS 开关管的结到外壳的热电阻 RqJC 的典型值为 0.24，再根据单个 MOS 开关管的总损耗可以算出变压器原边 MOS 的：DTL = PtotL × 0.24 = 12.862°C(20)图 5 DAB 电路的工作波形由前文对 DAB 电路的工作原理分析可知，DAB 电路的工作波形如图 5 所示。依照上述计算求得

24、的参数，可以计算出电感电流在不同时段的变化同理可以用相同的算法求得其他 MOS 开关管的备选型号 C2M0040120D 和 SCH2080KE 的损耗及，如表 2 所示。由表中数据可以看出，C2M0025120D 的总损耗最小，故选择该型号作为DAB 的开关器件。表 2 低压侧MOS 各备选型号损耗及斜率及图中所标注的各段波形时间。以根据计算的 SiC MOSFET 导通阻抗、反向导通电阻和反并联二极管的导通电阻结合各时段的波形计算C2M0025120DC2M0040120DSCH2080KE(并)开关器件的总损耗。MOS 的导通损耗反向导通损耗两个部分。正向和PoffPon Ptol21.

25、600 W31.992 W53.592 W20.305 W 46.869 W67.174 W16.081 W 39.996 W56.076 W变压器MOS 的反向导通电流IS(t)=-iLt5-k1t，则其反向导通损耗为：12.86222.839412.337TtòE=I(t) × I (t) × R= 3.775´10 J-500(13)3.4 变压器副边 H 桥损耗计算由 DAB 电路图和图 7 的波形图分析变压器副边 MOS 开关管的导通情况，可得 t12、t23 时段内MOS 反向导通，而 t34 时段内 MOS 正向导通。利用上一节的计算结果，

26、可以求得变压器副边 MOS开关管的反向导通损耗为：L 00SSDSR0变压器MOS 的正向导通电流 IDS(t)=k1t，则其正向导通损耗为：tòE=(t) × I (t) × R= 4.195´10-5 J01 I(14)L01DSDSDS0= (2 × R × t = 7.201´10-4 JE(15)L12DS 12= (2 × R× t = 6.481´10-4 JE(21)L12DSR 12MOS 的导通损耗应为其反向导通变压器1170电源学会第二十一届学术年会集t23 时段内电流 I

27、S(t)=-iLt2-k3t，则 t23 时段损耗为：图 7 是 DAB 电路中 SiC MOS 开关管的软开关波形，其中实线为开关管两端电压，虚线为流过开tòE=(t) × I (t) × R= 3.775´10-5 J23 I(22)H 23SHSHDSR的 MOSFET 模型测量流过沟道和反并联二极管0关管的电流。由于脚所检测的电流值t34 时段内电流 IDSH(t)=-k3t，则变压器副边 MOS的正向损耗为：的电流。因此从图中容易得到，由于反向电流的存在，给结电容放电，使反并联二极管导通，之后再开通 MOSFET，此时其端电压已降为零，即 DA

28、BtòE=(t) × I(t) × R = 4.195´10-5 J34 I(23)H 34DSHDSHDS0故变压器副边 MOS 的导通损耗为：电路的移相策略实现了 ZVS。= ( EH12 + EH 23 + EH 34 )× fs = 29.111WPonH(24)由于 DAB 采用移相策略，变压器副边MOS 同样可以实现 ZVS 即零电压开通，所以计算器件损耗只包含 MOS 开关管的导通和关断损耗。故变压器副边单个 MOS 的总损耗为：PtotH = PonH + Pswitchoff变压器副边 MOS 的= 50.711W：(25)D

29、TH = PtotH × 0.24 = 12.171°C(26)4DAB 电路的本文选择及实验结果/Simulink 作为系统的图 7 DAB 电路 SiC MOSFET 软开关波形图 8 是移相角j=0.01 时的 SiC MOSFET 的开关波形。从图中可以看出，由于移相角过小，在开关管的两端电压未降为零时开关管导通，且有瞬时大电流流过，无法实现 ZVS。，在其工作界面绘制固态变压器单个模块的仿真模型，对本文设计的 DAB 电路进行功能性验证。DAB 电路的主要参数见表 3。表 3 主要参数直流输入电压开关频率变压器变比变压器漏感70mH900V40kHz1:1图 6

30、是所得的 DAB 电路工作波形。从图中可以看出，采用移相 的方式，DAB 电路的高频变压器原副边电压均为 900V 的方波电压，副边电压相对 电压有一个j角的延迟。漏感电流则为梯形方波电流。由 结果可以验证之前分析的DAB 电路的工作过程。图 8 移相角j=0.01 时 SiC MOSFET 开关波形图9 是移相角j=0.3 时的SiC MOSFET 的开关波形。此时可以看出，开关管在较大的移相角情况下同样可以实现电路的 ZVS，但流过反向二极管的电流和器件的导通电流较大，会导致 MOSFET 的关断损耗和环流导通损耗大，与前文的分析结果一致。图 6 DAB 电路的工作波形1171电源学会第二

31、十一届学术年会集在 MOSFET 开通前其 DS 两端的电压已经降为零，即电路实现了 SiC MOSFET 的零电压开通。5结论本文的主要分析了 DAB 电路的原理，并设计了一种采用 SiC 器件的高功率密度 DAB 变换器。为了实现该变换器的高功率密度设计，本文对 DAB 的软开关条件进行了分析，并对移相角及电路参数进行了优化设计。最后，进行了开关器件选型，对开关器件进行了损耗分析。本文给出了详细的设计，参考文献及实验结果验证了设计的准确性。图 9 移相角j=0.3 时 SiC MOSFET 开关波形另外本文还搭建了实验平台，实验系统主要1，等一种高效的双向 DC/DC武参数与表 3 系统参数相同。图 10 是 DAB 电变换器 J 华北电力大学学报， 2013 ，j.ISSN.1007-2691.2013.04.03Inoue, S., Hirofumi Akagi, A Bi-Directional Isolated D