新型开关电源系统的分析与设

1、3开关电源主回路的设计3.1开关电源整流滤波电路的设计输入端整流滤波电路的设计该部分电路主要的功能是整流和滤波，当电网的交流电送入整流桥再经过滤 波以后，就会输出直流电。其电路图如下图3-1所示。1输入保护电路：开关电源的输入保护电路能够在十分复杂的环境下快速对 电源电路和负载进行有效的保护。当产生高压经电网进入电源时，加熔断器FU是为了防止过电流的产生，由FU以及压敏电阻组成输入端的保护环节。在电源 开关管启动开关管导通的瞬间，这时会产生一个极高的浪涌电流，虽然作用时间 短，但是电流峰值却很大。有些开关电源功率比较大，能够在导通的瞬间产生非 常大的电流，这种电流被叫做浪涌电流。这时可以考虑输

2、入端加一个熔断器FU以后，再并联一个压敏电阻，该电阻特性优势比较明显：反应迅速、没有续流、 通过电流量大、残压水平相对低，起过压保护的作用，跟熔断器FU起构成了开关电源输入端的保护电路。2电磁干扰滤波器EMI :开关电源噪声的产生一般分为两类，一个是开关电 源内部形成的电磁干扰噪声，还有一个外界电磁场干扰通过辐射进入开关电源错误!未找到引用源。有种双向滤波器，其通过使用电感跟电容构成的低通滤波器，就是我们平常所用的EMI滤波器，一般加在电源输入端防止电磁干扰。C1和C4是取值 在0.01-1uF的高频旁路电容，通常选薄膜电容，作用是抑制差模噪声。共模滤 波由电容C2跟C3、电感L1跟L2组成。

3、电容通常选用自谐振频率较高的陶瓷电 容，它的取值范围一般在 2200-6800uF,作用是抑制共模噪声错误!未找到引用源。因为电路中还存在漏电流，所以O.luF是该电路中电容的上限值。Li和L2是共模抑 流圈，为了减少高频电流的信号旁路，电感 Li和L2应具有小的分布电容，磁芯 的选用应该与频率相一致，并且可以适当增加电感量，可以相应地改善低频衰减 特性。3输入整流电路：输入整流电路的作用是将来自电网的直流电变成交流电， 这里我们采用整流桥，由四个硅整流二极管连成整流电路， 也可以选用塑料的成 品硅整流桥，体积小、性能优良、整流效率高、稳定性好等优点。由于是大功率 器件，整流桥流过的电流比较大

4、，为了使电流要求留有余量，因此这里我们选择 正向压降小的整流二极管。波形在经过整流桥以后变成如下图3-2所示。交流输入电压的最大值可以作为输入整流二极管耐压值选取的参考，耐流值必须大于输出直流的额定值，输出的最大整流电流由输出的功率决定。 计算公式如下： 我们先假设四个整流二极管外面加的电阻 Rl 输出的平均电压为：i1 -VL=/v2V2sin 3 td w t=0.9Vn0(3.1)流过Rl的电流为：0.9V2(3.2)二极管VD两端的电流为：Il 0.45V2Id=2 Rl二极管VD两端的反向电压为:(3.3)(3.4)Vrm =V2V2本文设计的开关电源是交流 220V，考虑到电网中谐

5、波的幅值较大，设定范 围大概为185V-225V,所以这里我们选用1N4007二极管进行整流，耐压值1000V, 耐流值30A，符合安全要求。4电容滤波电路：因为交、直流阻抗由于滤波电路选取电抗性元件的要求不同，为保存直流分量，滤除一些交流分量，所以要并联滤波电容，来改善直流电 压的性质，降低脉动系数，直流电压相比之下比较平滑。该设计开关电源的输出电压12V，输出电流7.5A，倘若变压器的n为0-8 电源的输入功率为：12 X 7.5Pin = "80%=112.5W( 3.5)输入交流的下限值是185V,经过整流桥之后的电压为：Umn=185 v2=262V(3.6)电流在输入部分

6、最大值可用以下的公式表示为：(3.7)Pin112.5IMAX=辰=0.43滤波电容承受的最大电压为:Umax =225 v2=318V(3.8)根据以往的经验，1A的电流采用1000uF的电容，这里我们采用2200uF的 铝电解电容，耐压值为400V。输出端整流滤波电路的设计输出端整流滤波电容如图3-3所示，高频变压器输出的高频方波脉冲经二极 管和电感电容整流滤波以后变成平滑的直流电源，电感L和电容C组成的滤波器咼频变压器VD1CCGCL1C1 丄 C2VD2I."图3-3输出整流滤波电路输出端的整流滤波电路运用的半桥整流的方式， 可以使得高频变压器的利用 率变得更高，效率较高，纹

7、波电压小，电路的转换效率提高，整流二极管承受的 最大反向电压也低，高频变压器二次侧中心抽头互相对称， 在输出级的整流二极 管的耐压值是变压器二次侧电压最大值的双倍。2Vt 2 X 22碇 Vd=70.71V(3.9)K9电流在单个VD开关周期内通过的有效值是：(3.10)IoI D=2.65A2v2这里我们选择肖特基二极管 STPS30100S平均整流电流30A,反向峰值电压100V。滤波电容的原理跟输出端介绍的原理相同3.2变压器的设计变压器设计的约束条件现在我们使用的变压器功能多种多样， 不仅能够进行输入输出的隔离，而且 能够升降压，传送功率等。在开关电源应用得比较多，逆变电源占的比重比较

8、大。 使用功能，完成功能，提高效率，降低成本是对变压器提出的4项设计要求错误!未找到引用源。将设计要求作为立足点，变压器设计我们能够从以下四个方面入手:。1. 变压器的铁损铜损尽量要小，能够提高效率。2. 变压器磁芯选择要视实际应用中的具体情况定，防止出现能量饱和的情况3. 变压器一次侧和二次侧的耦合要好，可以降低损耗。4. 变压器要有一定的安全裕量，符合安全要求。变压器的设计步骤开关电源变压器的工作频率在20-50KHZ或者更高，因此对变压器型号以及 对各种参数的选取较为严格，这里我们讨论确定一下变压器的参数选取。1. 磁芯的选取：高频变压器的磁路不能选取往常的硅钢片，而要选择 磁导率较高的

9、铁氧体磁芯，电阻率大、损耗小、绕线、组装方便，所以大多 数类似的应用设计方案里，都会运用软磁铁氧体磁芯。2. 电流密度的选取：导线的截面积关键是根据线路中电流的密度来定。一般电流密度的取值在2-4A/mm2,通常我们取J=2.5A/mm2。3. 磁感应强度的选取：本设计在选取这个参数的时候，参考了已有的 设计，确定Bm=0.12T。4. Kf的选取：Kf代表波形有效值跟平均值相除得到的，它是确定的, 当输入正弦波时Kf=4.44,方波的时候Kf=4。5. 窗口利用系数K。的选取：窗口利用系数K。和磁芯、绕组、工作频率 以及线圈的绕制工艺有关，K。或大或小都不符合设计要求，这里我们考虑到 了功率

10、的因素，取KO=0.4,导线采用漆包线。变压器功率P t的确定：变压器功率的计算因输出整流电路的不同而不同，因为输出电路是半桥半波整流，然后变压器实际应用中存在损耗， 假设变压的效率为n 考虑到变压器效率受到铜损、磁芯损耗和变压器温升的问题，效率不能太低，所以取t=80%，计算公式如下：6. AP的计算：由以上得到的结果可以得到AP，推算过程如下：Po x 1090 x l02AP=5=0.23cm2(3.11)2 nf mJKcK。2x 0.8 x 2XX(0.12 x 2.5 x 1 x 0.47. 磁芯的选择：根据求出的AP值就可以确定磁芯的型号，并且选取磁芯的AP值要大于计算得到的AP

11、值。通过查表可以选取型号为EE50,如下图所 示。表3-1 EE50的磁芯参数规格结构常数APAEAWALLEEE5050 x 21.3 x 14.6P 5.7343226253.73611095.80本文中AC输入的范围是185V-225V，变压器原边输入的最低电压为Umin=v2x 225=318V查表可知Ae=2.26cm2，芯片的启动电压UC=15V，假设占空比D=0.5,那么变压器原边的匝数为：(3.13)(3.12)Kl (Umin/2) x 80(318/2) x810N p=5=7.334fsBmAe4x 2x 10 1200 x 2.26原边的电流为：3P03x 90Ip=1

12、.03AUmin v2 x 185原边绕组的裸线面积：(3.14)Ip 1.032AXP=J =苕=0.41mm副边绕组的匝数 度饱和， 我们可以减小增益随之减小摆动幅度， 单周期内制止脉宽的突变。 但是 该方案让瞬态响应效率变低。Ns= Ui副边绕组的裸线面积2U°Np 2 X 12 X 7遵&220(3.15)Is 1.03 X 7.33/0.802AXs=3.77mm2J2.5(3.16)变压器的匝数比也竺9.16Ns 0.80(3.17)取整数9。反馈绕组的匝数Uc15N3=Np=X 7.33=0.35Urm318反馈绕组的裸线面积(3.18)Ik 1.03 X 7.

13、33/0.352Axk =8.63mm2J2.58.确定结构跟导体：在高频的工作条件下，我们所选取的绕制铜线的深度一(3.19)定要合理，通常情况下是穿透深度的双倍，通过查得资料可知，铜制导线在0.017-0.022mm之间，在这种情况下，多股绕线的方式使得电流密度能够在安全 裕量以内。3.2.3变压器设计的注意事项1. 阶梯饱和变压器一次侧绕组的秒伏值双向不平衡，导致这一后果的主要原因是多个开 关管储存时间不相等，也有可能是因为输出端二极管正向电压不一样。 不平衡的 最终后果就是导致变压器在工作周期内铁芯阶梯式的磁感应强度将达到上限值。2. 瞬时饱和效应倘若有两个开关管在极限值周围工作， 倘

14、若输出端负荷短时间内变大，反馈 回路作出回应使得脉宽瞬间变大，用来填补消耗的部分，使电流增大。在这种情 况下，即使铁芯单向达到极限值，两个开关管要防止不可预测的大电流。 电流装 置也能够减少毁坏的可能，前提是开关管配有反应迅速的限流装置， 保证触发脉 冲在大电流到来之前被制止。但这并不是一个好的解决办法。因为也可能出现过3.趋肤效应趋肤效应表层含义就是指高频电流仅仅在导线最表面的一层通过。 因此导致 了该导线利用率降低， 随之电流密度变大， 增大了功耗。 导线中通过突发性的电 流以后，涡流随着磁力线产生， 表皮上的电流加大， 与变压器内部电流互相平衡。 解决趋肤效应的有效方法就是将用多股导线制

15、作变压器。 4.变压器电磁干扰的抑制变压器二次侧的负载可能受到干扰， 除此以外还能反作用对交流电网产生影 响。磁滞回线在处于非线性的状态的情况下， 变压器中的磁芯会留下许多不需要 的磁通。在此种情况下剩余磁通增多并且能够使得铁芯产生饱和， 因而会引起电 流过流等情况的产生。 具有传导特性的电磁干扰对变压器二次侧跟电网都产生一 定的影响。3.3 元器件的选取MOSFET 功率场效应管功率 MOSFET 其实就是我们平常所说的功率场效应管。 功率 MOSFET 的主 要优点：工作速度较快、不存在二次击穿问题、自关断能力、驱动功率小、安全 工作区宽等，是单极型的电压控制器件基本具备的特性 错误!未找

16、到引用源。为了说明功率场效应晶体管的内部构造以及实现过程， 第一必须要说明场效 应器件的内部组成以及具体实现步骤。由于输出电流是由栅极通过金属（M ）-氧化膜（0）-半导体（S）系统进行控制的，所以这种结构被称做 MOS结构。P 沟道和 N 沟道将导电沟道划分为两个类型。 导电沟道一般分为耗尽型和增强型， 当栅极电压等于 0 的时候，源漏极间的导电沟道称为耗尽型； 增强型的导电沟道 只有在栅极电压不相等时才能够存在。 一般情况， N 沟道的用的比较多。它们的 图形符号如图3-4（a）3-4 （b）所示。如下图3.4中，载流子走向用图中箭头表 示。如下图（a）所示代表N沟道MOSFET，电子从源

17、极流出，如下图（b）代 表 P 沟道 M0SFET， 空穴从源极流出。图3-4 ( a) (b) MOSFET的电气符号从如图3-5所示中可以看出，左边的曲线表示MOSFET的输出特性曲线图， 图中大概有三个区域：饱和区、截止区以及非饱和区。当漏源电压变大，D端电流停止继续变大，即达到了饱和状态，MOSFET在电路中起线性放大的作用。 非饱和指的是DS极电压升高的时候D极电流能够相应升高。MOSFET正常使 用的时候，作用相当于在非饱和区跟截止区之间反复进行切换。从MOSFET的转移曲线图可以看出，D端直流电流Id和G端电压Ugs的联系与输入电压与输出 电流相对应。ID与Ugs的关系呈线性关系

18、在怙比较大的情况下。除此以外，功率 场效应管技术指标如下：1功率场效应管电压的固定参数值能够由漏极电压 U ds 来表示。2栅源电压UGS :栅源层之间的绝缘层很薄，绝缘层大于20V将被击穿。3. 漏极直流电流ID以及漏极脉冲电流幅值IDM :这两者指代的是功率场效应管电 流定额的参数。4.极间电容：CGS、CGD和CDS分别代表了功率场效应管的两两电 极的极间电容。他们的关系是：Ciss=CGS+CGD, Crss=CGD，Coss=CDS+CGD。这些电 容都是非线性的。漏源间的耐压、漏极最大允许电流和最大功耗功率决定了功率 场效应管的安全工作区。MOSFET最大的优点就是没有二次击穿的问

19、题，这是 与其他开关器件相比比较明显的优势。为了保证使用过程中的安全性跟可靠性， 我们选取开关器件的时候要合理。图3-5 MOSFET特性曲线功率管MOSFET的选取1. MOSFET分两种类型：N沟道和P沟道。N沟道MOSFET功率管在低压 侧通常应用的比较多，一般取决于接通或者截止器件正常工作时的电压。MOSFET连接到负载接地或者总线上的时候， 这时候就需要使用高压侧开关。N 沟道MOSFET因为价格低廉会在市面上相对用得比较多，成本相对比较高的 P 沟道的推广率可想而知。2. 额定电流的确定。MOSFET功率管必须能够承受负载在所有情况下能够承受的最大电流，即额定电流。还要考虑到脉冲尖

20、峰，此时会有大量的尖峰电流流 过器件。3. 温度的确定。功率管在实际应用中，为了能让系统稳定工作，通常需要根据功率管的最坏情况算出结果，从而知晓最合适的安全裕量。4. 开关性能的确定。功率MOSFET的开关性能往往是选取开关管最为关键的一步。CGS、Cgd和CDS电容在每次工作的时候都要进行充电， 并且在开关管中 产生损耗，我们称其叫做开关损耗，在此种情况下开关管的通断速度下降以及功 耗升高。器件中的总损耗主要由开关损耗跟关断损耗构成，其中栅极电荷对电源的影响相对较大。其中最大电压跟最大电流是选取开关管的时候必须优先考虑的 问题，开关管的各项参数指标一定要比这些高。电网中的电在输入整流滤波以后

21、加在开关上最大电压表示为：Vd=v2X 225=318V(3.20)按照变压器二次侧线圈中电流的输出值可以算出一次侧线圈中电流的输出值:IoId=K=°.68a( 321)根据计算出的最大电压和最大电流，我们选型号为STPS30100ST( 550V,12A)的场效应管。4开关电源控制电路的设计4.1模块的选择L6591是由著名的意法半导体ST公司开发的一种全新电流模式 PWM控制 IC,峰值检波电流模式控制的 ZVS半桥转换器。该芯片为非对称半桥拓扑零压 开关电源转换器特别设计的，在离线电源的制作上用得比较多，零压开关转换器 缩小了电源尺寸，成本也比较低，在全负荷或者待机状态下，散

22、热性能相对比较 好，利用率高，能效提升，并使得要求严格的设计得到简化。L6591实现高达500KHz的工作频率，其中该芯片的特性就是能够抵制开关上的以及导通上损耗， 并且使得电磁干扰滤波器带来的干扰下降到极限。除此以外，控制芯片L6591可以进行脉冲跳频，前提要在输出级负载很低或者没有负载的情况下，静态的电流比3mA要小。除此以外，L6591内部带有了普通芯片没有的PFC接口，也就 是功率因数校正器接口，优点之一就是能够节能。L6591控制IC主要优点在于将该芯片跟零压非对称半桥拓扑开关结合使用，可以使得很多电源更加具有节能的特点，除了节能这个突出的优点以外，L6591芯片内部还包含了全方位的

23、保护功能，包括变压器饱和度检测或者欠压锁保护的 功能等等，增强了系统工作的可靠性。因此这次新型开关电源控制回路方案最终确定，我们选择L6591作为核心器件进行设计。4.2 L6591的功能介绍L6591芯片内主要包含高电压启动发电机模块、 脉冲宽度控制模块、死区时 间编程模块、自适应UVLO、线感应功能、软启动和过流时延迟锁存关断模块等 组成。其引脚排列图如图4-1所示。1脚LINE是用来测试输入线电压值的大小。该引脚被连接到高电压输入端， 低于1.25V的电压关闭IC,软启动电容被放电，内部比较器有15uA的迟滞作用。2脚DIS为故障锁死。当引脚上的电压不低于4.5V的时，L6591停止工作

24、， 不需要用这个功能可以直接供地。3脚ISEN电流比较器输入端口。该引脚可以串联一个电阻对电流进行测量，所得到的结果可以作为电流信号的参考依据。将检测的电压值与1.5V比较。管脚4软启动上的电容通过经过内部放电，可以降低功率损耗的前提是提高振荡频 率4脚SS为软启动。该引脚用于延迟IC的关断。LINED1SISENoscVREFCOMPRFC STOP1234567X91X15911213141516VccI VGCiNDKC,FOND11VGBOOTHVSTART图4-1芯片L6591管脚图5脚OSC为振荡器引脚。该引脚电容值对场效应管的工作特性以及Deadtime分离作出定义。6脚 VRE

25、F为基准电压源。外围电路能够接受来自 6号引脚5mA的最大极 限电流值。7脚COMP为输入PWM调节控制端。控制芯片只有在低于1.75V的电压情 况下才能正常工作，否则关断，减少功耗，一旦超过 1.8V又再次工作，该管脚 完成了轻负载下的工作模式的突发状态。8脚PFC-STOP为漏级断路OFF/ON功率因数校正控制端。当功率因数校正 控制器工作在较为轻负载上的时候，作用是关闭或者暂停。9脚VCC为电源供电端。主要用于控制IC的供电，可以外加两个电容接地， 一个用来抑制高频干扰，获得较为纯净的电压，另外一个用来储能滤波。10脚LVG为低端驱动输出端。该管脚具有 0.8Amin的驱动能力，与下面的

26、场效应管相连接，并且接地间有拉 0.3Amin11脚GND为接地端。12脚N.C.为高压空脚。此管脚一般不用于接线，为了安规要求，并与高压的管脚进行隔离，内部也没有连接部分。13脚FGND为高侧栅极驱动。电流返回用于高侧栅极驱动电流。14脚HVG为高端驱动输出端。与高侧的开关管相连接，为了保证电压不上 下浮动，通常14管脚跟13管脚之间接一个电阻避免电压上下浮动。15脚BOOT为高端驱动开关器件栅极的浮动电源电压。自举电容连接在该 引脚和13引脚（FGND）之间，通过内部反馈，驱动低侧栅极驱动器。16脚HVSTART为高电压启动端口。其内部框图如图4-2下所示VREFBOOTHVGFGNDLV

27、GGND图4-2 L6591内部结构框图4.3 L6591驱动电路的设计L6591是由著名的意法半导体ST公司开发的一种全新电流模式 PWM控制 IC,峰值检波电流模式控制的 ZVS半桥转换器。该芯片为零压开关非对称半桥 拓扑电源转换器专门优化的，常常用于制作离线电源错误!未找到引用源。，零压开关转换器缩小了电源尺寸，成本也比较低，在全负荷或者待机状态下，效率高，内能消 耗得比较少，并且简化了电路的设计。L6591实现高达500KHZ的工作频率，电 磁干扰滤波器中的幅值能够限制到最低，并且高频化在一定程度上降低开关损耗 以及导通过程中各种损耗。L6591能够运用脉冲跳频的功能，使得电路工作在轻

28、 负载以下时，I静=3mA。除此以外，L6591可以外接一个功率因数校正器，通常 与芯片L6593结合使用的比较多，在很大程度上能够节约电能。L6591是具有固定频率的电流模式PWM控制器，通常芯片周围所接的外围 器件比较少，也比较简单，使用起来较方便，一般我们只需要调节外围电路中电 阻大小便能够实现对输出脉冲宽度 PWM波的控制。其控制回路的构造如下图 4-3所示。该芯片L6591管脚1和管脚2通过分压电阻接高压直流侧以检测输入直流 高压，电源芯片在管脚电压小于比较电压 1.25V便会停止工作，降低了损耗；管 脚二高于4.5V时自动关闭芯片，进入锁存状态。管脚4代表软启动，为了实现延迟芯片的

29、关断，这里我们可以串联一个电容 再接地。7脚为PWM控制输入比较端，通过线性光耦 PC817和基准电压芯片 TL431连接到输出端实现闭环反馈；8脚为PFC控制端，由于本设计无PFC模 块，所以直接通过电阻接地。10和14管脚分别为MOSFET高侧栅极驱动端和 低侧栅极驱动端，经过栅极电阻连接至 MOSFET,从而产生PWM波以控制功率开关器件。栅极电阻能够在一定程度上提高驱动功率， 使得开关管的通断速度更 快。管脚9为芯片电源端，同时并联滤波电容接地，可以有效降低电源的纹波干 扰，从而保证芯片供电稳定。4.4反馈电路的设计反馈是现代科学提出的一种运用于控制技术的基本概念。其主要作用是将系 统

30、的输出返回到系统的输入，并以此为条件改变输入，从而使系统稳定。其实现 方式是通过检测装置返回输出端的数据，与输入端比较。反馈主要分两种类型： 正反馈跟负反馈。前者通过让输出跟输入相似，令系统偏差增加，之后系统震荡， 能够放大控制。而后者恰恰相反，通过使输出跟输入相反令输出与系统目标的误 差降低，最终以达到系统稳定的目的。令系统稳定的负反馈即是控制论研究中的 至关重要的问题。本设计也引入了反馈系统。基本结构是将输出的低压直流12V通过分压电阻连接至芯片TL431的门极，与基准电压值相比较。利用可调式精密并联稳压 器TL431与线性光耦PC817的发光端相串联。接收端反馈至 L6591的PWM控

31、制输入比较端，即管脚7,从而形成一个闭环反馈系统。其电路如下图4-4所示。2.2KjiniuiCOMPre s I ?TL43I图4-4反馈部分电路图1精密可调稳压源TL431可调式并联稳压器是由德州仪器公司生产热稳定性能较好，属于三端可调分 流基准源。TL431输出电压端口可以并联两个电阻，通过调节这两个电阻来改变 输出电压，范围是在2.5V至36V，任意值都可以进行调节。TL431的应用范围 很广，动态阻抗一般是0.2欧，比较典型的应用有：开关电源，可调压电源，数 字电压表等。其特点如下：(1) 可编程输出电压为36V ；(2) 电压参考误差：0.4%;(3) 低动态输出阻抗：0.22 Q(4) 负