Doherty技术在基站放大器改善效率中的应用

1、部资料,注意Doherty技术在基站放大器改善效率中的应用V1.0认证测试工程师培训教材林惠帆译目 录 Table of Contents1 / 48术语3摘要7第一章介绍71、前言72、科研目的83、文章架构8第二章射频功率放大器81、功放管类型的选择8aA 类 9bB 类 9cAB 类 10dC 类 11e其他高效率类型112、放大器的特性11a线性度11b线性的测量11c1dB压缩点12d互调失真12e三阶截止点13f效率13g噪声143、LDMO助放管144、结论15第三章Doherty 功率放大器151、介绍152、Doherty功放的历史163、采用真空管的典型 DPA174、现代

2、的 Doherty功放185、负载牵引技术 186、四分之一波长传输线197、特性阻抗的计算 218、工作原理23a第一阶段24b第二阶段24c第三阶段259、Doherty结构的性能2610、优缺点2611、结论27第四章设计与实现 271、前言272、WCD淋标 273、设计结构274、类型的选择285、设计过程292 / 48a设计功放管的通路 29b直流分析29c优化负载阻抗的方法30d输入和输出匹配 31e偏压32f设计输出合路器326、设计的实现347、结论34第五章仿真和优化341、前言352、Doherty 功放 I 35a单音信号的仿真结果35b双音信号的仿真结果383、Do

3、herty n B类+ C类394、Doherty 结构的比拟 425、负载调制的重要性426、DPA中主管偏压的影响 447、DPA副管偏压的影响458、结论47第六章总结和结论 471、总结482、结论483、未来的趋势48术语3G Third Generation Cellular SystemsACI Adjacent Channel InterferenceACPR Adjacent Channel Power RatioBPSK Binary Phase Shift KeyingCDMA Code Division Multiple AccessDPA Doherty Power

4、AmplifierEER Envelope Elimination and RestorationQAM Quadrature Amplitude ModulationEVM Error Vector MagnitudeGMSK Gaussian Minimum Shift KeyingGSM Global System for Mobile Communications3 / 48IIP3 Third Order Intercept PointLDMOS Laterally Diffused Metal Oxide SemiconductorLINC Linear Amplification

5、 Using Non-linear CoOIP3 Output Intercept PointPAE Power Added EfficiencyQPSK Quadrature Phase Shift KeyingWCDMA Wideband Code Division Multiple AccessCds-漏-源电容Cdu-漏-衬底电容Cgd-栅-源电容Cgs-漏-源电容Ciss-栅短路共源输入电容Coss-栅短路共源输出电容Crss-栅短路共源反向传输电容D-占空比占空系数,外电路参数di/dt-电流上升率外电路参数dv/dt-电压上升率外电路参数ID-漏极电流直流IDM-漏极脉冲电流ID

6、on- 通态漏极电流IDQ-静态漏极电流射频功率管IDS-漏源电流IDSM-最大漏源电流IDSS-栅-源短路时,漏极电流IDSsat-沟道饱和电流漏源饱和电流IG-栅极电流直流IGF-正向栅电流IGR-反向栅电流IGDO-源极开路时,截止栅电流IGSO-漏极开路时,截止栅电流4 / 48IGM-栅极脉冲电流IGP-栅极峰值电流IF-二极管正向电流IGSS-漏极短路时截止栅电流IDSS1-对管第一管漏源饱和电流IDSS2-对管第二管漏源饱和电流Iu-衬底电流Ipr-电流脉冲峰值(外电路参数)gfs- 正向跨导Gp-功率增益Gps-共源极中和高频功率增益GpG-共栅极中和高频功率增益GPD-共漏极

7、中和高频功率增益ggd-栅漏电导gds-漏源电导K-失调电压温度系数Ku-传输系数L-负载电感(外电路参数)LD-漏极电感Ls-源极电感rDS-漏源电阻rDS(on)-漏源通态电阻rDS(of)-漏源断态电阻rGD-栅漏电阻rGS-栅源电阻Rg-栅极外接电阻(外电路参数)RL-负载电阻(外电路参数)R(th)jc-结壳热阻R(th)ja结环热阻PD-漏极耗散功率5 / 48PDM-漏极最大允许耗散功率PIN-输入功率POUT-输出功率PPK-脉冲功率峰值外电路参数toon- 开通延迟时间tdoff-关断延迟时间ti- 上升时间ton-开通时间toff- 关断时间tf- 下降时间trr- 反向恢

8、复时间Tj 名吉温Tjm-最大允许结温Ta-环境温度Tc-管壳温度Tstg-贮成温度VDS-漏源电压直流VGS-栅源电压直流VGSF-正向栅源电压直流VGSR-反向栅源电压直流VDD-漏极直流电源电压外电路参数VGG-栅极直流电源电压外电路参数Vss-源极直流电源电压外电路参数VGSth-开启电压或阀电压V BR DSS-漏源击穿电压V BR GSS-漏源短路时栅源击穿电压VDSon-漏源通态电压VDSsat-漏源饱和电压VGD-栅漏电压直流Vsu-源衬底电压直流6 / 48VDu-漏衬底电压直流VGu-栅衬底电压直流Zo-驱动源阻Y-漏极效率射频功率管Vn-噪声电压aID-漏极电流温度系数a

9、rds-漏源电阻温度系数摘要在无线通讯系统中放大器属于典型的高功耗子系统.在当今频谱资源有限的时代,日新月异的技术要求以最小的频谱量来完成最大量的数据通信,而这需要先进的调制技术来覆盖更广的围和更高的动态线性.虽然已实现了线性功放,但往往其本钱比拟高,在现代无线通讯应用中,例如WCDMA用的带顶峰均比的非衡定量包络调制技术.线性已成为一个关键指标,在这方面的应用上放大器得工作在饱和状态的功率回退区域.所以,为了克服供电电源寿命的限制,设计一种能够在宽频输入电平保持高效率的功放已成为首选的解决方案.A类或AB类.Doherty技术采用了 2个并6dB后的额外效率.功放管类型的选择 A4章中提出了

10、 2.14GHz Doherty功放的设计.本文探讨了一种改善线性功放宽带输出中的漏级效率技术如联的放大管,这种组合方法提升了主功放在最大输出功率回退 类、AB类、B类或C类等与设计技术在本文做了介绍.在第 这项技术在压缩点回退 6dB后将额外效率提升了 15%这类功放可应用于 WCDMIA发射站中.第一章介绍1、前言在当今如IS-95 , CDMA-2000大多数应用中,功放的高效率和线性度已成为最重要的指标,但这两项指 标在功放设计中互相冲突,在当今日新月异的设计技术中如何在宽频围保持高效率成为设计功放中最具挑 战性的任务.在当今频谱资源有限的时代,要求以最小的频谱使用量来完成最大量的数据

11、通信,这需要先进的调制 技术来覆盖更广的围和更高的动态线性.虽已实现了线性功放,但往往其本钱比拟高.在现代无线通讯标准中为了到达高数据传输率和频谱效率,通常会应用到非恒定量包络调制技术如 QPSK为了满足在发射动态围中的线性度,运用于此系统的功放须工作于饱和回退区域,这会降低功放的7 / 48 效率同时减短了供电电源的寿命.目前解决此问题的方法主要运用复杂的先进线性技术来设计非线性高效 率功放.2、科研目的在这项科研中,采用 Doherty技术高效率功放未满足 3G WCDMA线性方面的严格要求.此项科研目的 如下：1、详细分析采用一致状态器件与采用真空管进行典型设计的不同Doherty功放；

12、2、采用Motorola HV_FET晶体管来设计两级 Doherty功放的详细方法；3、设计和仿真如何实现两类不同的采用HV4处理技术LDMO篱,运用于 WCDMA频率为2.14GHz带宽为5MHz的Doherty功放；4、分析Doherty功放中主管和副管对效率和线性的影响；5、有关提升Doherty功放线性的技术文献的分析3、文章架构此报告有两项重要目的：第一,向读者介绍两级Doherty功放的原理,第二,与典型的功率设计做比较并探讨其性能.报告容的安排如下：第二章讨论了在功放设计中常用的方法论和设计中会涉与到的常见设计参数的简单解释.同时提到了LDMO篱的一些重要特性.第三章主要描述了

13、 Doherty技术的原理和采用真空管设计Doherty功放的历史,并带有有关一个理想Doherty功放工作的讨论.第四章详细描述了如何使用LDMOS FET或设计两级Doherty功放.第五章讨论了采用两种不同的Doherty设计实现的仿真结果.比照分析了采用典型设计方法的性能.最后得出此项科研的结论.第二章射频功率放大器1、功放管类型的选择使用于收发电路中的 LDMO创放管,其角度变化为非线性变化,而该特性取决于管子的类型.在输入信号不变的情况下,车出电流的会随LDMOS勺门限偏压做谐振变化.在一些应用当中,对于局部特定的输入信号而言这也许是需要的,而这特定的输入信号对管子的类型起了决定作

14、用.在这章中将讨论Doherty功放中常用到的四种类型,图2.1为不同类型放大管的传输性能和特性.8 / 48Id AIdnnaxThreshold> Vgs Saturatior图2.1不同类型放大管的工作特性a） A类A类放大管的偏压在输入处于关断和饱和之间的区域变化,集电极的电流在输出信号的整个环路(360 °)变化.图2.2A类功放的传输特性如图2.1所示靠近晶体管中频点的偏移区被称为工作区.A类放大管与其他类型的管子相比可提供最大线性度.b） B类B类放大管的集电极 (漏级)电流只在射频信号的半波变化,直流工作点的门限电流设为零并不外加射频信号,这可通过管子的截止电压

15、偏置来完成,任何流经管子的电流直接进入负载.更确切地说,B类放大9 / 48器的工作角度保持在180.或输出信号半周.B类功放管经常应用于使用 2个并联晶体管的推挽放大电路中,每个晶体管放大一半射频信号.图2.3 B类放大管的传输特性Grig00 由此看来,与同等的A类放大管相比B类的效率几乎是它的2倍.虽然它的结构大大改良了效率,但是它只能应用于对线性要求不是很高的放大器.通常,电流的波形出现比拟严重的失真同时需要一个高Q 电路来恢复正弦波.c） AB 类AB类功放的工作点设在靠近截止区域,集电级在射频信号的180.360.之间导通.AB类功放的线性度接近于A类,效率接近于B类.这在权衡线性

16、度和效率要求之后可对选择 AB类功放的工作点.AB类放大器 也常被使用在推挽放大电路中用来克服 B类的交叉失真.10 / 48图2.4AB类放大器的传输特性d） C类C类放大器的漏级导通于少于半周的输入信号.C类直流工作点设在低于截止区域,使局部输入信号克服源门限交叉点的反向偏量.与前面所提到的类型相比,虽然C类线性最差但是其效率为最高.e其他高效率类型其余具备高效率特性类型的还有C, D, E和F.这些类型适合于应用恒量包络调制技术和线性要求不是很苛刻的应用中.在提升功放效率方面,Doherty技术涉与到的类型有 A类和AB类.2、放大器的特性a线性度射频放大器本身属非线性,在收发链路中为失

17、真产物的主要来源,它的非线性产物会影响到频谱的利 用,它的非线性来源于在高输入电平、管子工作于饱和状态时,放大器会出现压缩现象.b线性的测量放大器的非线性可归结于增益压缩和谐波失真导致信号放大时产生交调产物,它取决于各种特定的调制和应用技术,用于衡量线性度的指标有：1 dB压缩点三阶互调失真三阶截止点IIP3 11 / 48邻道功率比ACPR矢量幅度误差EVMc 1dB压缩点功率的非线性表现在信号输入接近饱和点、输出到达饱和状态时,放大器的增益会下降或被压缩.输出1 dB压缩点Pout,1dB可理解为从它线性的区域开始,增益被压缩1dB时的输出电平,图1.5为典型放大器输入和输出的关系图,1d

18、B压缩点的Pin,1dB与相应的输出功率之间的关系如下:4=忆.一鹿阴+1四其中G1,dB为压缩点的增益.d互调失真互调失真是引起主信号失真、互调变差的现象,由于它们很靠近于主信号,三阶互调产物对信号具有 较大的影响,我们所不需要的频谱分量如谐波可被滤掉,但三阶互调由于太靠近主信号而无法被滤掉,图 2.6为一个双音信号的互调失真现象.12 / 48Tfrikd Oder lntefm«Xton图2.6 一个双音信号的频谱从上图我们可以得出,三阶互调的幅度可以由以下公式得出(22)其中Pout,IMD代表三阶互调产物的输出功率.e) 三阶截止点另一个用于衡量线性的重要指标为截止点.它定

19、义为特定失真的线性延长线与输入输出功率比的线性延长线的交点,图 2.7为三阶互调与输入输出功率比的关系图2.7三阶截止点(Ecop)(DMQdnd_nof) 效率13 / 48功放效率定义为将直流功率转化为射频功率的水平,在普遍使用中有三种定义,漏级效率为射频输出 功率与输入的直流功率比(2.5)功率额外效率与输入信号功率有关,可以表达为:PAE一般用于分析功放高增益时的性能,最后得到整体效率为:此表达式对于各种性能的计算都有用.g) 噪声噪声在功率设计不是一项很重要的性能指标,系统的噪声系数可以表达为:(2.S)从以上公式可以看出噪声系数取决于前几级,功放一般为发射链路的最后一级,所以对整个

20、系统的噪 声影响比拟小.3、LDMO助放管LDMO瞩于N沟道增强型MOSFETs管子交叉段专为高频高压的情况下做低寄生容性之用,沟道的长度决定了管子的工作频段,沟道越短线性越好,LDMOST在高功率通讯中应用于代替双级型晶体管,它在更宽的频段围可以到达更高的增益、更低的三阶互调失真和更高的工作效率.具备这些特性的LDMOS1减少了射频功放的增益层级并带来了更高的效率,图2.8为LDMOST与双级型晶体管的性能比拟图.14 / 48IMD flGej图2.8 LDMOS管实线和BJT虚线的性能比拟曲线图AB类功放的增益和线性曲线图优越的线性度使LDMOS1体管能够完全满足 3G标准对线性度的严格

21、要求,与以前的 0.8um技术相比,LDMO篱很大程度上减少功耗, 使3G基站到达50%勺高功率密度,使WCDMIA效率提升了 6%-8咙口增益提升了 2dB.4、结论移动通讯系统中收发器的性能主要取决于功放的性能,高增益、高线性、良好的稳定性以与高效率为上等功放的特性.前面提到了这项科研究的目的是在不考虑线性要求的情况下,采用Doherty结构设计WCDMA段2.11GHz-2.17GHz的高效率功放,以下章节将会详细分析Doherty技术与其仿真设计和仿真结果.第三章Doherty功率放大器1、介绍功放的最高效率点出现在功率压缩点附近,其中最普遍的标准如GSM它采用了包络调制技术如 GMS

22、K这种调制技术保证了发射信号的包络为衡定量和通讯系统中的放大器工作于接近饱和但未出现失真的状 态.另外,现代的标准如 EDGE®过使用如BPSK QPSK QAM调制技术做到更有效的数据传输,这些技 术所产生的非衡定量包络信号要求放大器工作在从压缩状态回退36dB的线性区域,这有可能引起相邻频道的干扰ACI从而很难到达高效率.调幅信号放大器主要有两个缺点：第一,在功放工作于满功率时调制信号会出现失真现象；第二,只能在单载波的情况到达最高效率,并往往接近于器件的最大额定功率.解决以上两个问题的方法就是如何在15 / 48线性高效率工作区域提升效率.曾有人提出了几种提升效率的方案,Doh

23、erty放大器被认为是最正确选择,由于其他方案如Kahn,动态包络跟踪或采用线性度较高的元器件,不仅提升了本钱而且带宽也窄.包络消除和复原技术是综合使用高效率包络放大器和非线性功放来到达高效率和高线性度的放大器.这类放大器由去包络限幅器和高效率非线性功放如C类或D类组成,作为恒定幅度相位调制载波的放大级.恒定量包络使非线性放大器可工作于压缩点附近但未出现失真现象,从而到达提升效率的目的.最后,高线性功放的幅度调制将恢复相位调制信号的包络.包络跟踪是一种类似于ERR技术的方案,当功放进入线性模式,它会通过动态变化的电压来存储功率,射频功率带有幅度和相位信息,线性度的好坏完全取决于后级放大器.虽然

24、包络跟踪的性能要比线性功放好,但是还是比不上Kahn和EER技术.图2.1汇总了普遍应用于提升效率的几种技术的效率比拟图.虽然 ER济口 LINC技术可做好更好的性能,但是从曲线可以看出 它们所对应的结构更加复杂,且需一段繁琐而难以实现的调试过程.凭着Doherty技术实现的简单性,它是未来最有可能成为高效率功放的实现方案.这章具体描述了如何运用现代晶体管的Doherty来完成功放设计,并与运用真空管的典型功放设计做比拟,运用Doherty技术的负载牵引原理通过分三个阶段来解释Doherty技术.为了更好的理解,本文所引用的数据均源于理想情况下的Doherty技术.口口-S-TOutpiiL

25、I b ack ulll dH图3.1几种效率改善技术的功放性能比照分析图2、Doherty功放的历史Doherty功放的设计理念最早由贝尔实验室的William H.Doherty提出的,它最原始的设计是采用真空16 / 48 管,那时候的晶体管不像现代所使用的,带有额外的栅级以限制其传输电导.第一个Doherty电路是在1936年无线工程学院的年度大会上提出的,第一个应用于电路的晶体管是在1938年安装于 WHASn Louisville, Kentucky的一个50kW的设备上.图 3.2为早在1940年杂志上采用真 空管的Doherty功放示意图.图3.2采用真空管的Doherty功放

26、电路图3、采用真空管的典型 DPA当负载电压到达最大时,真空管也到达最高效率,但是采用真空管的功放只能在调制峰值的瞬间电压电平到达最大,保持功放 33%勺平均效率.对于典型的功放而言,在大多数时间段电压幅度都比拟小,为了解决此问题,有必要开发一个能够提供高电压幅度的方案.问题的解决方案是通过增加输出功率同时保持一个高恒量交变电压从而获得高效率.所以,首先要求交变电压到达高电平后,随着输入功率的加大高电压电平须一直保持不变,而Doherty电路成为此问题的解决方案.在Doherty所采用的电路中,其中一个真空管在电压电平下放大载波功率从而保证高效率,另外一个管子在调制峰值时提供额外的电压.确切地

27、说,如图 3.2 ,如果管子1提供最大电压给负载,那么与管子1并联的管子2将会在调制峰值时提供额外的电压.17 / 482RImpvdanlivrunuigNetworkTLBE 1图3.3采用真空管的高效率 DPA吉构图UHE 2图3.3为带阻抗变换网络的Doherty电路,它的作用会在下文做详细说明.4、现代的Doherty功放最简单的Doherty电路由主管和副管两个管子构成,管子的输出通过一段四分之一波长的阻抗变换传输线进行并联.当主管饱和时副管传输电流,从而减少了主管输出端的阻抗.所以利用负载牵引原理主管在饱和时会传输更大的电流.由于主管已靠近最大输入功率回退6dB的饱和区域,功放这

28、围会保持高效率.以下章节将详细解释电阻牵引原理、四分之一传输线的作用以与Doherty功放的工作原理.图3.4 Doherty 功放的结构图5、负载牵引技术负载牵引技术是在供电时通过相位相干源来改变射频负载的阻抗或电抗,当射频负载为无源器件时可不遵循此原理,以下将分析解释Cripps所提出的观点.根据电路根本理论,当电源2不供电而电源1供电时,图中的电阻阻值为 R18 / 48Gen 2图3.5负载牵引示意图如果电源2开始与电源1 一起供电后,电阻的电压为:(3.1)由于第二个电源给负载提供了额外电流,从电源1看去的电阻阻值将变为(3.2)同样道理,从电源 2看去的电阻阻值可以写为(3.3)L

29、i在带有幅度、相位单位的电流和电压以与带电抗、阻抗单位的器件的电路以上理论依然成立,所以方程3.3可以写为如果I2与I1同相Z1可以变得很大,如果I2与I1反相Z1可以变得很小.如果将以上电路的电源替换为射频功放管的输出传输电导,负载牵引技术理论可以应用到晶体管上.所以当两个晶体管并联时,其中一个管子可以通过适当的偏压来改变从另外一个管子所观察到的阻抗.这 种理论可以延伸到由两个不同管子所组合的Doherty结构在不同环境、不同偏压的应用当中.6、四分之一波长传输线大局部设如图3.4所示,Doherty功放在主管和负载 R之间需要进行阻抗变换以进行合理的负载调制,19 / 48计方案都使用到四

30、分之一波长传输线.I live lit'Z图3.6 2 路DPA示意图图3.6中的四分之一波长传输线的阻抗可表示为:展开矩阵,0 jZTV1/记(3.6)V -jZl.P Z iTI从图3.6中可得出Vp为最后的输出电压,并受主管电流的影响,所以从整体来看线性度只跟主管的特 性有关,副管在电压下降的时刻保持主管电压电平不变.表达式可转换为:由I1与Ip的关系得)1所以得出副管放大器的峰值电压计算公式为:前面所解释的 DPA工作原理可帮助理解四分之一波长传输线的作用,它能够在主管电压到达饱和时使20 / 48主管阻抗减少,从而加大电流来保证效率不变.7、特性阻抗的计算正如前面所讨论的,D

31、oherty技术理论正是为了提升放大器在更宽频围的效率,而一般情况下只能在电压电平的峰值其效率才能到达最大,解决这个问题的方案可通过主管的预饱和、四分之一波长传输线和副管来降低主管的阻抗,从而维持主管的最大电压电平,该理论将会在下面章节做详细的解释.在分析Doherty功放的工作原理之前,有必要先分析四分之一波长传输线的特性阻抗Ztl ,与图3.7中的功放模块负载 Zload.图3.9为理想情况下主管和副管的特性电流和电压,从图中可以看出主管输出电 压Vm在最大电压值 Vmax回退6dB的围为一定量.假设“ n代表6dB回退围,其值为0和1, 1代表最大输入功率,它满足图 3.7中讨论的负载牵

32、引理论,(3.10)图3.7中的四分之一传输线中的阻抗为：Z7L -* I4由于将3.10 中的I0替换掉得:21 / 48替换掉(3.12)中的Z0得：主官输出电压 V1 口表小为：合并方程得：从图3.9中的特性曲线图根据最大电流替换掉电流值可得：4 一 /?| , '0TL(3.16)J l+ J7X1涓V1 = 1 I?)匕一 f Z 7 */*)Imax/2可以得出在6dB回退围电流与n值之间的关系为：/,=；伯)(3,19)12 =与似门瓦/'一 7 J一以7L)3H 2匕J22 / 48图 3.7 DPA简化以上方程:展工小血心正如前面所说的,在6dB回退围效率的提

33、升需要保持V1不变,所以需独立出因数 n,从以上方程可以得023)为了简化Doherty的结构,四分之一波长传输线的特性阻抗需为负载阻抗的两倍,这使主管在电流只 有最大电流一半的时候依然能到达最大电压.8、工作原理Doherty的工作原理通过三个阶段来做分析,即低、中、高电平,图 3.8所示为DPA的结构框架图,副 管前面的四分之一波长变换器补偿在主管前的阻抗变换中所引起的相位转换.AmplitlerAmplifier图3.8 DPA的结构架构23 / 48图3.9 DPA的特性电流和电压副管A2的转折如图3.9所示为理想情况下在输入信号的整个围主管和副管的特性电压和电流波形图, 点P上的工作

34、原理前面已做了解释.a第一阶段低电平输出信号Pout<P在低电平输入时,副管处于关闭状态,主管接收所有的输入信号,同时主管也起到限制源电流的作用,如图3.10所示,副管的无限大阻抗使主管的阻抗为Ropt的两倍,当电流到达峰值的一半时高输出阻抗会使主管进入预饱和状态,由于电压已到达峰值,虽然管子未到达最大功率但是系统已工作在最大效率.2RoptRopt/2OpenRopt/2图3.10 DPA工作的第一阶段b第二阶段24 / 48中电平信号输出(Pout=P)当主管到达饱和状态,适当的偏压将会改变副管的电流开始工作,这时副管将限制电流源而主管限制电压源.根据负载牵引理论,副管电流的增加将使

35、从四分之一波长传输线观察的阻抗Rout变大,如图3.8所示.四分之一波长传输线的特性阻抗可以表示为：TL ",R in ,qUT因此Rout变大将使从主管看的 Rin变小,从而使主管在输出电压未到达饱和前就已保持不变,并同时加大主管的输出电流,如图3.9所示.输出电流的增加也提升了输出功率.JRoptTRoptOpen Ropt 5 Rcpt72图3.11 DPA工作的第二阶段当电压电平接近于饱和时效率也接近到最大值,随着输入信号的加大,副管的输出阻抗将一直下降, 同时主管和四分之一波长传输线的阻抗将会加大.c) 第三阶段高电平信号输出(T<Pout<Pmax)Man1R

36、opt XrRcpt-Rapt工 Rjopt/2图3.12 DPA工作的第三阶段25 / 48随着输出信号的增加,负载功率将一直上升,直到副管饱和.一旦到达最大值,主管和副管的阻抗将等于四分之一波长传输线的阻抗Ropt,如图3.12所示,主管电流在这电平上已到达最高点,输出功率也达到峰值.所以在加大输入时,副管在一直调节负载来阻止主管进入饱和状态,从而保持最大效率输出.9、Doherty结构的性能Doherty功放在转折点T和满功率上会出现最大PAE图3.13为理想情况下功率额外效率曲线图.效率曲线在回退6dB区域中的小斜线是由于副管的低效率引起的,假设主管为B类放大器,Doherty结构能够

37、在功率回退6dB围效率到达 78.5%,两路Doherty功放的效率见 RaabRaab00.的非衡定量包络调制系统.Pin图3.13效率曲线图,实线一 Doherty PA,虚线一典型B类PA10、 优缺点Doherty功放的优点和缺点在过去很多文献中讨论过Yang02,以下将与其他效率改善方案做比拟.比拟突出的优点：高效率：Doherty功放基于负载牵引技术,采用四分之一波长传输线传输,比其他如EER方案能够做到更高的效率,在输出功率回退6dB的区域围PAE较高时,这些放大器仍可工作在失真较低的线性区域.线性方案的实现：结构简单,常见的线性方案使Doherty功放在前馈和预失真中容易实现.

38、26 / 48方案简易：Doherty利用了简单的射频技术如负载牵引技术,而且不牵涉任何用于消除包络,恢复包络和跟踪包络的包络牵引电路等复杂的技术.Doherty结构也有一些缺点如增益衰退,互调失真差和带宽窄.带宽窄是由四分之一波长传输线引起的.由于现代无线通讯的带宽都很窄,这将不会成为严重的缺点；而增益衰退是由副管引起的,但衰退的增益 在低功率电平时,与载波放大管的高增益相比它会显得比拟低；另外一个比拟显著的缺点就是由于副管的 低偏压量所引起的互调失真,有关这问题的解决方案曾有人提出Iwam00,运用主管适当的偏压来到达非线性产物的抵消,N路结构也是一种解决方案,这将在下一章中做详细讨论；另

39、外一个比拟突出的问题就是Doherty结构的阻抗匹配问题,针对此问题的解决方案也曾有人提出,通过带偏移量的传输线来调节负载终端的实部参量.11、 结论虽然已讲解了理想的 Doherty技术,但是实际中的应用要求主管和副管特性接近于理想状态,为了使 不同类型的功放管与理论分析中的主管和副管性能相匹配,需通过优化来到达更高的效率和线性度.以下 章节将讨论Doherty结构中功放管在不同类型组合时的性能,以与在改善性能中有可能用到的方案,下文 将讨论有关使用 LDMOS1体管来设计2.14GHz、双路Doherty功放的详细设计步骤、性能分析、导数重叠原 理、偏压的自我调节等线性改善技术,还会提到有

40、可能采用到的实现方案.第四章设计与实现1、前言Doherty技术的根本原理和实现在前一章已做了解释,这一章将详细介绍它的设计与实现,分析如何选择功放管类型以最接近和匹配于理论Doherty功放中的主管和副管,同时与相应典型功放的性能作比照.本章详细介绍了两级 Doherty结构的设计步骤和分析其在UMT的段的性能,如直流仿真、偏压点的选择、S参数仿真、匹配电路的设计、负载牵引分析以与优化.2、WCDMA 标前面提到,这个工程的目的在于学习和实现应用于WCDMA功放,WCDMA标也称为全球移动通讯系统并成为3GPPS中的一项,它的标准被引入了频谱有效调制中的高速率应用中.峰均比取决于所占用的数据

41、通道,因此,顶峰均比伴随着高速率.WCDMA以提供高达 2Mbps的速率,功率峰均比接近6dB,比QPSK调制还要高.基站放大器在效率比拟低的饱和状态其工作电压电平会下降,解决此问题的方法是在功率回 退后补偿能量损失从而提升工作效率.3、设计结构27 / 48在Doherty结构中我们所采用的电路由两个LDMO助放管组成,放大管的输入与50ohms相匹配,并联功放管通过输入相位补偿和输出合路器合并为一路.在输入端通过一个 90度分路器将输入信号分为隔离度比拟理想的两路,以下将详细介绍每一分路的设计步骤.'图4.1 Doherty功放的结构4、类型的选择以下重点分析如何选择最正确类型的功

42、放管以最匹配于理论设计中Doherty功放的主管和副管性能,如图4.2所示为Doherty功放的电压电流曲线图.28 / 48图4.2 DPA的电压和电流特性第一章中提到,我们设计的目的是在已选定的负载R,让两个功放管在最理想的效率下传输最大的功率.从不同类型管子的分析可以看到,通过晶体管类型如A类、AB类或者B类的偏压可到达要求的主管性能,而副管只在输入信号的峰值点才被激活,因此设计只要求副管放大超过最小门限的信号,这可通过类似于C类管子在低于关断电压电平时,使管子产生偏压的方法来到达上述目的,故副管只在主管接近饱和时才开始工作.5、设计过程a)设计功放管的通路主管和副管的设计与典型的设计相

43、类似,通路的根底设计包括优化负载阻抗使功放管工作在最大功率 和最高效率,下一步设计匹配网络使功放管的负载阻抗到达要求,最后一步为设计偏置网络使功放管工作 在一个稳定的工作点.图4.3主管和副管的输入和输出匹配网络以下段落将详细描述在 UMT的段,中频为2.14GHz带宽为5MHz的频段如何使用 LDMOS FETS A餐功 放管作为主管,C类功放管作为副管来设计 Doherty功放,并与典型的 AB类放大器的设计做性能方面的比 较.b)直流分析在进入Doherty放大器主管和副管的设计之前,有必要先分析下所考虑采用的LDMOSt的传输特性,不同类型的管子所对应的工作点可以简单从图4.4的传输特

44、性看出.图中的曲线代表漏级电压为26V的情况下不同类型的管子所对应的门限电压值.29 / 48<juairo 匚一虺口图4.4 LDMOS FET的传输特性Vds, V图4.5 LDMOS FET的输出特性C) 优化负载阻抗的方法通过优化负载阻抗使 LDMOS1的阻抗到达要求,这需要用到负载牵引理论.如前面所解释,负载牵引分析中功率和效率的曲线有可能会做必要的调节,因此,对于同一个负载阻抗最大功率和最高效率也许会4.6所示为对应于最大功率和不一样,通过权衡分析需考虑负载阻抗能否使功放管工作在最高效率,如图 效率的负载牵引仿真结果.30 / 48Simulated LoadReflecti

45、on CoefficientsMKKXXX 浦 * * * tf *MMtfWWMMWMKWfWHVWWfMtreal kidcjt(11 (-0S92 to C 566)婿里 dEleskeMEMim3nd Mex4ll4.M2adface 65速44.74013?.bnmScotafii SCCeafcr pedaife = 2D 工1ZZ + J0 3Impedance almarker m38,610 +j19,11CPAE, %PowerDeli'ered图4.6负载牵引的仿真结果图4.7为在UMT濒段功放管输出阻抗为 8.6+j19.1时的性能,输出与 50ohms相匹配.

46、图4.7功放管通路的性能d) 输入和输出匹配从上一节中负载牵引的分析结果可以看出,性能的优化需要LDMO防输出阻抗为8.61+j19.1 ,在设计频段中由于虚部会消耗功率,输出阻抗的虚部需要被抵消掉,这将保证负载为纯电阻性,从而使工作频段 上的输出信号完全被转化为实际功率,最简单的方法是制造频率谐振点来抵消虚部,因此可通过在输出部 分接入2nH分路使输出阻抗为实部,这将有利于四分之一波长的阻抗转换.正如前面的所说,输入阻抗已 与50ohms互相匹配.31 / 48S4 ohms图4.8输出匹配e)偏压Doherty结构要求主管和副管的两种不种偏压,主管需要在门限以上进行偏置,这也是AB类管的要

47、求；而副管由于C类管子的特性它需要在低于门限电压电平时被激活,为了实现偏压的灵活性,电压分路被合并在一起,VDD!过一个电感对功放管的输出端进行供电,该电感在工作频段一般起到隔交流作用.虽然目前所讨论的设计是分别采用AB类和C类管子作为主管和副管,但下文将介绍主管和副管分别为B类和C类的组合情况,如图 4.1所示总结了主管和副管的偏压.Class of OpcrlioiiBLe 'dilatesA5.7VAB3.7V-5.6B3.8VCLess than 3.S r图4.9不同类型管子所对应的门限偏压电平f) 设计输出合路器输出合路器的设计方法为四分之一波长阻抗变换,如图4.9所示为输

48、出电路与阻抗变换器的组合图,根据上一章中的 Doherty技术的负载牵引分析, 在四分之一波长阻抗变换器之前输出阻抗为64Ohms可使主管获得最正确性能,RL的值由功放管并联通路数N来决定,功放管到达最正确时的输出阻抗值为：& 二(44)对于一个两路Doherty功放而言,32 / 48公号M2)对于一个输出阻抗为 64Ohms而言,64同乙=亍=32 口(43)对于一个两路结卞勾,R 1等R optRl - 64Q(4.4)Mnin Stags4() Q图4.10输出合路器另外,四分之一波长传输线R2已被连接到输出回路来匹配R L来到达5 0 ohms, R 2的特性阻抗为：/64=

49、 Jy X50-40Q(4,5)通过理想传输线已实现了初始阶段的设计,在完成印刷电路板之后可进行适当的调整.33 / 48Rfifi Nf 1M富白, 5E 4t IPhi-部o *八v Mum 4Me j n©Ade,5 Oh miTLcJmtr £ri-'R&WB0r SO 51042 mm L*?2 5 flhmR2R3£ tOO bkmIm fin8d./切 Ohml-fboMl 1修P 内TL_frrtflf 0«iggE计时5<rHuE41 3051 tnmU"20 "睢 e图4.11 DPA 的电路

50、图6、设计的实现如图4 .11为Doherty放大器主管和副管并联的电路示意图,主管和副管的设计采用同样的管子LDMOSFETs,主管和副管的输出与 64ohms匹配并最终得到 8.61+j19.1 的负载阻抗,一段 64ohm的四分之一波长传输线被做负载牵引,而一段40ohm的四分之一波长传输线被用于与两路64ohm传输线的合路做匹配并得到5 0 ohms,输入信号被电桥分路器分为两段正交信号相位相差 90度,这两段信号随后进入管子类型一样但门限偏压不一样的主管和副管,主管与同位的一路信号 0度连接,而副管与正交的另一路信号-90度连接,相位失配的补偿将在主管输出的四分之一波长传输线完成,通

51、过给分压器选择适当的电阻使每级的偏压到达指标值.7、结论目前已实现了 Doherty功放在UMT豳段的两级电路,Doherty结构的性能取决于两级功放管的类型,管子的组合有无数种但每种设计方案都有其优劣势,以下章节将分析主管和副管有可能的组合以与仿真结果的优化.第五章仿真和优化34 / 481、前言通过AgilentADS2022可以完成对前面设计的Doherty结构进行性能分析,这章我们将提供DPA采用单音和双音信号的两种不同实现方法与其仿真结果,这两种设计将与相应的典型功放做比拟.同时,本章将会提到主管和副管两级偏压的影响,通过设计的优化来到达最好的效率线性特性,最后提供了一份改 善Doh

52、erty线性方面的案例学习.2、Doherty 功放 IDoherty功放I是主管为 AB类副管为C类的组合,偏压点的设置取决于图4.4中LDMOS1体管的传输特性,表5.1为偏压点的选择,对于 AB类和C类其工作点有一定围的.Chfis o-fOperationMiim btagcClass ABAuxiliary StageClass CGat-e oltagcZOO表5.1 Doherty 放大管I的偏压点a单音信号的仿真结果Doherty I功放在中频 2.14GHz、供电电压为26V时完成了单音信号的测试 ,图5.1为Doherty I与典型 的AB类放大器做比拟所得到的 PAE响应

53、比拟图,Doherty I与具有一样功率容量的典型 AB类功放相比,在 宽频输出围Doherty I的PAE比拟高,在最大输出功率回退 6dB点PAE高出了 15%,对于一个带非衡定量包 络调制的供电系统而言,是一个很好的改良,表 5.2为不同输入信号电平时的直流功率损耗值.Pout dBm图 5.1 DPA I与典型 AB类功放的PAE曲线图35 / 48AmiableSourcePcwer dBmFundamertalOutput Paver dBmPower-Added Efficiencys %DC Power Consumpt.WattsBiermalDssipation WattsHigh Supply Current5.00013.373：1.4