电力电子技术chapter4-3

1、安徽省高等学校精品课程合肥工业大学电气与自动化工程学院 马铭遥1234概述概述 电压型逆变器（电压型逆变器（VSIVSI） 空间矢量空间矢量PWMPWM控制控制 基本内容电流型逆变器电流型逆变器 近年来，一种新的脉宽调制技术，即空间矢量脉宽调制（Space Vector Pulse Width Modulation，简称SVPWM）技术在交流驱动系统中得到了广泛的应用，相应的数字计算方法形成的空间矢量脉宽调制与传统的三角波、正弦波比较获得脉宽调制信号的方法(SPWM)相比具有更多的优点。 SVPWM是一种基于空间旋转矢量的等效， SPWM是基于时域信号的等效。 SVPWM的调制过程是在矢量空间

2、中完成的，而SPWM的调制过程是在三相abc坐标系下独立完成的，SVPWM更具有一致性和整体性。 空间矢量PWM调制（SVPWM）具有能够减少谐波，改善波形质量，提高直流电压利用率等优点，同时易于数字化实现。 4.3 空间矢量PWM控制 4.3 空间矢量PWM控制 SVPWM的思想是：在矢量空间用有限的静止矢量去合成和跟踪调制波的空间旋转矢量，使合成的空间矢量含有调制波的信息。进行由时间坐标轴到空间坐标的变化，所形成的合成矢量是一个圆。三相三桥臂变换器中总共有8种开关状态，转换到空间坐标上对应为8个开关矢量，其中有6个非零矢量及2个零矢量，合成矢量的轨迹轨迹是位于这个六边形中的圆。原理：PWM

3、变换器的8个静止矢量按一定的规律切换可以在矢量空间用合成旋转的电压空间矢量来逼近电压矢量圆，从而形成SVPWM波形。图4-47 二维空间矢量图4.3 空间矢量PWM控制 关于三相电压型逆变器的建模关于三相电压型逆变器的建模 考虑三相电压型逆变器的一般数学模型：就是根据三相电压型逆变器拓扑结构，在三相静止坐标系（a，b，c）中利用电路基本定律（基尔霍夫电压、电流定律）所建立的一般数学描述。图4-48 三相电压型逆变器拓扑结构图 4.3 空间矢量PWM控制 针对三相电压型逆变器一般数学模型的建立，通常作以下假设：(1)负载电感L是线性的，且不考虑饱和 ；(2) 功率开关损耗以电阻Rs表示，即实际的

4、功率开关可由理想开关与损耗电阻Rs串联等效表示。图4-48 三相电压型逆变器拓扑结构图 将三相电压型逆变器功率管损耗等值电阻Rs同交流滤波电感等值电阻合并，且令 ，采用基尔霍夫电压定律建立三相电压型逆变器a相回路方程 4.3 空间矢量PWM控制 为分析方便，首先定义单极性二值逻辑开关函数sk，为1, ,0kska b c上桥臂导通，下桥臂关断（）上桥臂关断，下桥臂导通 （4-45）1sRRR （4-46）NoaNaauuRidtdiL4.3 空间矢量PWM控制 当sa导通而sa关断时， sa =1，且uaN=udc；当sa关断而sa导通时，开关函数sa =0 ，且uaN=0。由于uaN=udc

5、 sa ，式(4-46)改写成 （4-47）NodcaaauuSRidtdiL4.3 空间矢量PWM控制 同理，可得b相、c相方程如下 考虑三相对称系统，则（4-48）NodcbbbuuSRidtdiL（4-49） NodccccuuSRidtdiL（4-50）00cbacoboaoiiiuuu根据基尔霍夫电压定律：aaaoRidtdiLu （4-51）4.3 空间矢量PWM控制 联立式（4-47）（4-50），得dcN0, ,3kk a b cuus （4-53）bbboRidtdiLucccoRidtdiLu同理可得b、c相方程，（4-52） 4.3 空间矢量PWM控制 在图4-48中，任

6、何瞬间总有三个开关管导通，其开关模式共有8种，因此，直流侧电流可描述为 对直流侧电容正极节点处应用基尔霍夫电流定律得（若直流电动势支（若直流电动势支路电流为路电流为0时！）时！） dcaabcbbcaccbaababcacacbbcbcaabcabcaabbcc()()()()ii s s si s s si s s sii s s sii s s sii s s siii s s si si si s （4-54） （4-55）ccbbaadcSiSiSidtduC 联立式(4-47) 式(4-53)，并考虑引入状态变量X，且 ，则采用单极性二值逻辑开关函数描述的三相电压型逆变器一般数学模型

7、的状态变量表达式为 （4-56）AXXZ4.3 空间矢量PWM控制 式中000000000000LLLCZ（4-58） （4-56）AXXZ （4-57）0310031003100,cbacbakkccbakkbcbakkaSSSsSRsSRsSRA4.3.1 三相电压型逆变器空间电压矢量分布 三相电压型逆变器空间电压矢量描述了三相电压型逆变器交流侧相电压 在复平面上的空间分布，由式(4-47) 式(4-49)并考虑式并考虑式(4-51) ，易得a0b0c0(,)uuua0aabcdc1()3ussssu（4-59） b0babcdc1()3ussssu（4-60）c0cabc1()3dcus

8、sssu（4-61） 式中 sabc 三相单极性二值逻辑开关函数。 将8种开关函数组合代入式（4-59） 式（4-61），即得到相应的三相电压型逆变器交流侧电压值，如表4-3所示。4.3.1 三相电压型逆变器空间电压矢量分布4.3.1 三相电压型逆变器空间电压矢量分布 上述分析表明，复平面上三相电压型逆变器空间电压矢量uk可定义 其中 , 由于模为零而称为零矢量 。 显然，某一开关组合就对应一条空间矢量，该开关组合时的 即为该空间矢量在三轴（a，b，c）上的投影。图4-49 三相电压型逆变器空间电压矢量分布 0(000)U7(111)Ua0b0c0,uuu(1)3dc0,7230j kku e

9、kUU4.3.1 三相电压型逆变器空间电压矢量分布 上式可表达成开关函数形式，即2323dcabc2()3jjkuss es eU (4-63) 对于任意给定的三相基波电压瞬时值 ，若考虑三相为平衡系统，即 ，则可在复平面内定义电压的空间矢量a0b0c0uuu、a0b0c00uuu2323a0b0c02()3jjuu eu eU (4-64) （4-64）：如果 是角频率为 的三相对称正弦波电压，那么矢量U即模为相电压峰值，且以按逆时针方向匀速旋转的空间矢量，而在三相坐标轴(a，b，c)上的投影就是对称的三相正弦量。a0b0c0,uuu4.3.1 三相电压型逆变器空间电压矢量分布 实际上，三相

10、电压型逆变器空间电压表达式与电压参考点无关实际上，三相电压型逆变器空间电压表达式与电压参考点无关2323a0b002323aNN0bNN0cNN02323aNbNcN2()32()()()323jjcjjjjuu eu euuuueuueuueueU （4-65）4.3.2 空间电压矢量的合成 上述分析表明：三相电压型逆变器空间电压矢量共有8条，除2条零矢量外，其余6条非零矢量对称均匀分布在复平面上。对于任一给定的空间电压矢量U*，均可由8条三相电压型逆变器空间电压矢量合成，如图4-50所示。 对于任一扇形区域中的电压矢量，均可由该扇形区两边的电压型逆变器空间电压矢量来合成。图4-50 空间电

11、压矢量分区及合成 4.3.2 空间电压矢量的合成 若U*在I区时，则U*可由U1、 U2和U0、7合成，依据平行四边形法则 式中T1、T2 矢量U1、U2在一个开关周期中的持续时间； Ts PWM开关周期。 令零矢量U0、7的持续时间为T0、7 ，则图4-50 空间电压矢量分区及合成 *1212ssTTTTUUU (4-66)120,7sTTTT (4-67)4.3.2 空间电压矢量的合成 令U*与U1间的夹角为 ，由正弦定律算得21*21ss2sinsinsin()33TTTTUUU (4-68) 又因为 ，则联立式（4-67），式（4-68），易得1dc2/3u2UU1s2s0,7s12s

12、in()3sinTmTTmTTTTT (4-69) mSVPWM调制系数，并且 *dc3|muU (4-70) 4.3.2 空间电压矢量的合成 令上式 中的m=1，与常规SPWM相电压利用率（0.5Udc）相比提高了15.4% 对于零矢量的选择，主要考虑选择U0或U7应使开关状态变化尽可能少，以降低开关损耗。在一个开关周期中，令零矢量插入时间为 T0、7，若其中插入U0的时间为 ，则U7的时间为 其中 。 实际上，对于三相电压型逆变器某一给定的电压空间矢量U*，常有几种合成方法，以下讨论均考虑U*在电压型逆变器空间矢量I区域的合成。00,7TkT70,7(1)Tk T01k*dc3|muU 4

13、.3.2 空间电压矢量的合成 方法一：方法一： 将零矢量U0均匀地分布在U*矢量的起、终点上，然后依次由U1、 U2按三角形方法合成。 一个开关周期中，电压型逆变器上桥臂功率管共开关4次，由于开关函数波形不对称，因此PWM谐波分量主要集中在开关频率fs及2 fs上，显然在频率fs处的谐波幅值较大 。 图4-51 U*合成方法一a）U*合成 b）开关函数波形 c）频谱分布 4.3.2 空间电压矢量的合成 方法二：方法二： 矢量合成仍然将零矢量U0均匀地分布在U*矢量的起、终点上,与方法一不同的是，除零矢量外， U*依次由U1 ，U2， U1合成，并从矢量中点截出两个三角形。 一个开关周期中电压型

14、逆变器上桥臂功率管共开关4次，且波形对称，因而其PWM谐波分量仍主要分布在开关频率的整数倍频率附近，谐波幅值显然比方法一有所降低。 。 图4-52 U*合成方法二a）U*合成 b）开关函数波形 c）频谱分布 4.3.2 空间电压矢量的合成 方法三：方法三： 将零矢量U0周期分成三段，其中U*矢量的起、终点上均匀地分布U0矢量，而在U*矢量中点处分布U7矢量，且T7= T0 。除零矢量外， U*矢量合成与方法二类似。 在一个PWM开关周期，该方法使电压型逆变器桥臂功率管开关6次且波形对称，其PWM谐波仍主要分布在开关频率的整数倍频率附近 在频率附近处的谐波幅值降低十分明显。 图4-53 U*合成

15、方法三a）U*合成 b）开关函数波形 c）频谱分布 4.4 电流型逆变器 电流型逆变器拓扑是逆变器另一类主要的拓扑结构。这类逆变器的直流侧以电感为能量缓冲元件，从而使其直流侧呈现出电流源特性。 电流型逆变器有以下主要特点： 直流侧有足够大的储能电感元件，从而使其直流侧呈现出电流源特性，即稳态时的直流侧电流恒定不变。 逆变器输出的电流波形为方波或方波脉冲，并且该电流波形与负载无关。 逆变器输出的电压波形则取决于负载，且输出电压的相位随负载功率因数的变化而变化。 逆变器输出电流的控制仍可以通过PAM （脉冲幅值调制）和PWM（脉冲宽度调制）两种基本控制方式来实现。4.4 电流型逆变器 值得注意的是

16、，电流型逆变器与电压型逆变器在结构上具有一定的对偶性，例如：u 电压型逆变器直流侧的储能元件为电容，u 而电流型逆变器直流侧的储能元件为电感；u 另外，电压型逆变器的的功率管旁有反向并联的续流二极管，而电流型逆变器的功率管旁则一般有正向串联的阻断二极管（具有反向阻断能力的功率管除外，例如晶闸管）。 与电压型逆变器类似，依据控制方式和结构的不同，电流型逆变器也可分为方波型、阶梯波型、正弦波型方波型、阶梯波型、正弦波型（PWM型）三类。下面主要讨论方波型、阶梯波型电流型逆变器。4.4.1 电流型方波逆变器 iuRLV VT T1 1V VT T2 2V VT T3 3V VT T4 4V VD D

17、1 1V VD D2 2V VD D3 3V VD D4 4oiouLiiiC 电流型方波逆变器按拓扑结构的不同可分为电流型单电流型单相全桥逆变器相全桥逆变器以及电流型三相桥式逆变器电流型三相桥式逆变器两类。4.4.1 电流型方波逆变器 也可以按电流型逆变器所采用功率器件的不同分为半控型半控型和全控型全控型两类。 由于电流型逆变器尤其是大功率电流型方波逆变器仍有不少采用基于晶闸管的半控型结构，因此，除全控型结构外，以下讨论还将涉及到半控型电流型逆变器。 换流方式分类换流方式分类 换流换流电流从一个支路向另一个支路转移的过程，也称换相换相 开通：适当的门极驱动信号就可使其开通 关断： 全控型器件

18、可通过门极关断 半控型器件晶闸管，必须利用外部条件才能关断 一般在晶闸管电流过零后施加一定时间反压，才能关断 研究换流方式主要是研究如何使器件关断4.4.1.1 单相全桥电流型方波逆变器 换流方式换流方式1. 器件换流器件换流v利 用 全 控 型 器 件 的 自 关 断 能 力 进 行 换 流 （ D e v i c e Commutation）2. 电网换流电网换流v由电网提供换流电压称为电网换流电网换流（Line Commutation）v可控整流电路、交流调压电路和采用相控方式的交交变频电路v不需器件具有门极可关断能力，也不需要为换流附加元件3. 负载换流负载换流v由负载提供换流电压称为

19、负载换流负载换流（Load Commutation）v负载电流相位超前于负载电压的场合，都可实现负载换流v负载为电容性负载时，负载为同步电动机时，可实现负载换流4.4.1.1 单相全桥电流型方波逆变器 u基本的负载换流逆变电路基本的负载换流逆变电路：v 采用晶闸管v 负载：电阻电感串联后再和电容并联，工作在接近并联谐振状态而略呈容性 电容为改善负载功率因数使其略呈容性而接入 直流侧串入大电感Ld， id基本没有脉动ttttRLCOOOOiit1b)a)图5-2EdLdVT1VT2VT3VT4uoioiduouoioiouVTiVT1iVT4iVT2iVT3uVT1uVT4负载换流电路及其负载换

20、流电路及其工作波形工作波形 4.4.1.1 单相全桥电流型方波逆变器 4强迫换流强迫换流（Forced Commutation）由换流电路内电容直接提供换流电压直接耦合式强迫换流通过换流电路内的电容和电感的耦合来提供换流电压或换流电流电感耦合式强迫换流设置附加的换流电路，给欲关断的晶闸管强迫施加反压或反电流的换流方式称为强迫换流强迫换流。 通常利用附加电容上所储存的能量来实现，因此也称为电容换流电容换流。分类4.4.1.1 单相全桥电流型方波逆变器 直接耦合式直接耦合式强迫换流 当晶闸管VT处于通态时，预先给电容充电。当S合上，就可使VT被施加反压而关断。 也叫电压换流电压换流。图5-3直接耦

21、合式强迫换流原理图电感耦合式电感耦合式强迫换流 先使晶闸管电流减为零，然后通过反并联二极管使其加上反向电压。 也叫电流换流电流换流。图5-4 电感耦合式强迫换流原理图4.4.1.1 单相全桥电流型方波逆变器 器件换流适用于全控型器件 其余三种方式针对晶闸管 器件换流和强迫换流属于自换流 电网换流和负载换流外部换流 当电流不是从一个支路向另一个支路转移，而是在支路内部终止流通而变为零，则称为熄灭熄灭4.4.1.1 单相全桥电流型方波逆变器 4.4.1.1 单相全桥电流型方波逆变器 1. 全控型单相全桥电流型方全控型单相全桥电流型方波逆变器波逆变器为了使全控型功率器件具有足够的反向阻断能力，通常在

22、每个功率管上正相串联一个二极管。另外，由于电流型逆变器的输出电流是基于功率器件通断直流侧电流的方波电流，因此，为了防止输出过电压，电流型逆变器的输出需要接入滤波电容（输出具有电输出具有电流突变能力流突变能力）。单相全桥电流型方波逆变器也可采用PAM（脉冲幅值调制）控制和SPM（单脉冲控制）两种控制方式。单相全桥电流型逆变器的主电路iuRLVTVT1 1VTVT2 2VTVT3 3VTVT4 4VDVD1 1VDVD2 2VDVD3 3VDVD4 4oiouLiiiC4.4.1.1 单相全桥电流型方波逆变器 当采用PAM时，输出方波电流的频率的控制，输出方波电流的幅值的控制，和直流电流的幅值的控

23、制。输出电流波形如图4-54c所示。当采用SPM时，其直流侧电流的幅值恒定，输出方波电流的频率的控制，输出方波电流的幅值的控制。值得注意的是：单脉冲控制包括对称单脉冲控制和移相单脉冲控制两种基本方式。但单相电流源逆变器但单相电流源逆变器通常只能采用对称单脉冲控制（因通常只能采用对称单脉冲控制（因为移相单脉冲控制属于上下互补换为移相单脉冲控制属于上下互补换向模式，即存在两相上桥臂同时导向模式，即存在两相上桥臂同时导通模式）。通模式）。为了保持直流侧电流的连续，输出为了保持直流侧电流的连续，输出电流为零时必须插入上、下桥臂同电流为零时必须插入上、下桥臂同时导通的短路换流模式！时导通的短路换流模式！

24、b)方波驱动信号 c)输出电流波形 iuRLVTVT1 1VTVT2 2VTVT3 3VTVT4 4VDVD1 1VDVD2 2VDVD3 3VDVD4 4oiouLiiiC4.4.1.1 单相全桥电流型方波逆变器 功率器件为晶闸管 基于晶闸管的半控型逆变器的换流可采用强迫换流和负载换流两种换流方式。 当晶闸管逆变器采用强迫换流时，一般需增加强迫换流电路，从而使其结构复杂化。 晶闸管逆变器采用负载换流时，晶闸管的换流电压需要由负载提供，即要求负载电流相位超前负载电压相位，显然，这就要求负载为容性负载。 2. 半控型单相全桥电流型方波逆变器结构半控型单相全桥电流型方波逆变器结构4.4.1.1 单

25、相全桥电流型方波逆变器 如图所示电路实际上是中频感应加热的电流型逆变器电路，其中LC串联支路为电磁感应线圈及容性补偿电容的等效电路。 为了使输出电压波形近似为正弦波，将逆变器输出电路将逆变器输出电路设计成并联谐振电路设计成并联谐振电路。4.4.1.1 单相全桥电流型方波逆变器 另一方面，为了实现晶闸管逆变器的负载换流，这就要求负载为容性负载，因此其输出电路中的补偿电容设计应使负载电路工作在容性小失谐状态。采用负载换流的晶闸管单相全桥电流型方波逆变器的换流波形如图4-55b所示。4.4.1.1 单相全桥电流型方波逆变器 保证晶闸管的可靠关断w 晶闸管需一段时间才能恢复正向阻断能力，换流结束后还要

26、使VT1、VT4承受一段反压时间tbw tb= t5- t4应大于晶闸管的关断时间tq并联谐振式逆变电路并联谐振式逆变电路工作波形工作波形 4.4.1.1 单相全桥电流型方波逆变器 实际电路4桥臂中，每桥臂晶闸管各串联一个电抗器LT，用来限制晶闸管开通时的di/dt 1、4和2、3以10002500Hz的中频轮流导通，可得到中频交流电ABCRL图5-12LdIdVT1VT2VT3VT4LT1LT2LT3LT4uoio4.4.1.1 单相全桥电流型方波逆变器 中频感应加热电源中频感应加热电源启动与激励方式启动与激励方式实际工作过程中，感应线圈参数随时间变化，必须使工作频率适应负载的变化而自动调整

27、，这种控制方式称为自励方式自励方式固定工作频率的控制方式称为他励方式他励方式自励方式存在起动问题，解决方法：先用他励方式，系统开始工作后再转入自励方式附加预充电起动电路4.4.1.2 三相全桥电流型方波逆变器三相全桥电流型方波逆变器 1. 全控型三相桥式电流型方波逆变器全控型三相桥式电流型方波逆变器与单相桥式电流型方波逆变器类似，三相桥式电流型方波逆变器可采用PAM控制和SPM两种控制方式。三相桥式电流型方波逆变器一般只采用120导电方式（若采用若采用180换流方式则换流方式则无法实现上下桥臂的互补换流无法实现上下桥臂的互补换流）。采用120导电方式时，任何瞬间，三相桥式电流型变流器有且只有两

28、个桥臂导电。此时三相桥式电流型变流器的三相输出只有两相输出电流，而两相输出电流幅值必然一致。 电路中的每个功率管上正相串联一个反向阻断二极管；另外，逆变器的输出接有过电压抑制电容。4.4.1.2 三相全桥电流型方波逆变器三相全桥电流型方波逆变器 1. 全控型三相全控型三相桥式电流型方波逆变器电流型方波逆变器三相桥式电流型变流器120导电方式且负载为连接时的相关波形如图4-56c所示需要注意的是：当负载为Y形联接时，负载的相电流波形为120交流方波（电流幅值为Id、0）当负载为形联接时（如图当负载为形联接时（如图4-56b所示），所示），负载的相电流为变流器两相输出电流之差，负载的相电流为变流器

29、两相输出电流之差，即负载的相电流波形为交流即负载的相电流波形为交流6阶梯波波形（阶梯波波形（电流幅值为电流幅值为(2/3)Id、(1/3)Id）可见，将三相桥式电流型变流器的负载接成形联接时，能有效降低输出电流谐波。 4.4.1.2 三相全桥电流型方波逆变器三相全桥电流型方波逆变器 2.半控型三相桥式电流型变流器半控型三相桥式电流型变流器电路采用了强迫换流方式，其中C1 C6为换流电容，VD1 VD6为串联二极管。由于晶闸管本身具有反向阻断能力，因此，图4-57所示电路中的串联二极管VD1 VD6其主要作用是为了阻断换流电容间的相互放电。图4-57所示电路通常称为串联二极管式晶闸管逆变器。基于

30、晶闸管的半控型三相桥式电流型方波逆变器仍采用120导电方式，其输出波形可参见图4-56c。图4-57晶闸管三相桥式（串联二极管式）电流型方波逆变器的电路结构 从从VT1向向VT3换流的过程换流的过程 换流前VT1和VT2通，C13电压UC0左正右负w 恒流放电阶段恒流放电阶段t1时刻触发VT3导通，VT1被施以反压而关断Id从VT1换到VT3，C13通过VD1、U相负载、W相负载、VD2、VT2、直流电源和VT3放电，放电电流恒为Id，故称恒流放电阶段uC13下降到零之前，VT1承受反压，反压时间大于tq就能保证关断+- -UVW+- -UVWVT1VT2VT3VD1VD2VD3C13IdVT

31、1VT2VT3VD1VD2VD3C13Id4.4.1.2 三相全桥电流型方波逆变器三相全桥电流型方波逆变器 w 二极管换流阶段二极管换流阶段t2时刻uC13降到零，之后C13反向充电。忽略负载电阻压降，则二极管VD3导通，电流为iV，VD1电流为iU=Id-iV，VD1和VD3同时通，进入二极管换流阶段随着C13电压增高，充电电流渐小，iV渐大，t3时刻iU减到零，iV=Id，VD1承受反压而关断，二极管换流阶段结束t3以后，VT2、VT3稳定导通阶段4.4.1.2 三相全桥电流型方波逆变器三相全桥电流型方波逆变器 波形分析波形分析w 电感负载时，uC13、iU、iV及uC1、uC3、uC5波

32、形w uC1的波形和uC13完全相同，从UC0降为UC0w C3和C5是串联后再和C1并联的，电压变化的幅度是C1的一半w uC3从零变到-UC0，uC5从UC0变到零w 这些电压恰好符合相隔120后从VT3到VT5换流时的要求串联二极管晶闸管逆变电路换流过程波形4.4.1.2 三相全桥电流型方波逆变器三相全桥电流型方波逆变器 无换向器电动机无换向器电动机w 电流型三相桥式逆变器驱动同步电动机w 利用滞后于电流的反电势实现换流-负载换流w 工作特性和调速方式和直流电动机相似，但无换向器，因此称为无换向器电动机无换向器电动机MS3BQ脉冲分配器UVW图5-18VT1VT2VT3VT4VT5VT6

33、UdUdM无换相器电动机的基本电路无换相器电动机的基本电路4.4.1.2 三相全桥电流型方波逆变器三相全桥电流型方波逆变器 BQ转子位置检测器，检测磁极位置以决定什么时候给哪个晶闸管发出触发脉冲无换相器电动机电路无换相器电动机电路工作波形工作波形4.4.1.2 三相全桥电流型方波逆变器三相全桥电流型方波逆变器 4.4.2 电流型阶梯波逆变器 电流型阶梯波逆变器的拓扑结构主要包括电流型阶梯波逆变器的拓扑结构主要包括1. 直接并联多重叠加结构直接并联多重叠加结构2. 变压器移相多重叠加结构等变压器移相多重叠加结构等4.4.2.1 直接并联多重叠加的电流型阶梯波逆变器直接并联多重叠加的电流型阶梯波逆

34、变器 多个电流型逆变器输出可直接并联。多个电流型逆变器输出可直接并联。图图4-59为两个三相电流型逆变器采用输出直接并联的为两个三相电流型逆变器采用输出直接并联的多重叠加结构以及输出电流的叠加波形。多重叠加结构以及输出电流的叠加波形。4.4.2.1 直接并联多重叠加的电流型阶梯波逆变器直接并联多重叠加的电流型阶梯波逆变器 电路采用了120导电方式的PAM移相叠加控制。功率管每60换向一次，可将P A M 方 波 相 位 互 相 错 开60/2=30角。这样，通过30角的移相叠加即得8阶梯波电流。对图4-59b所示的电流波形进行谐波分析可知：每相输出的120方波谐波电流表达式为4.4.2.1 直

35、接并联多重叠加的电流型阶梯波逆变器直接并联多重叠加的电流型阶梯波逆变器 每相输出的120方波谐波电流表达式为)11sin09. 07sin143. 05sin2 . 0(sin32dattttIi （4-71）叠加输出的8阶梯波谐波电流表达式为)7sin0383. 05sin0536. 0)(sin673. 1 (4dtttIi（4-72）对比式（4-71）以及式（4-72）后不难发现，两重叠加后的输出电流波形中不存在零序谐波（如3次、9次等），并且5次、7次谐波得到了显著衰减。 4.4.2.1 直接并联多重叠加的电流型阶梯波逆变器直接并联多重叠加的电流型阶梯波逆变器 图4-60为三个三相电流

36、型逆变器采用输出直接并联的多重叠加结构以及输出电流的叠加波形。显然，电路仍采用了120导电型的PAM移相叠加控制由于是三个三相电流型逆变器输出叠加，因此可将PAM方波相位互相错开60/3=20角。这样，即得12阶梯波电流，一相的电流叠加波形如图4-60b所示。4.4.2.1 直接并联多重叠加的电流型阶梯波逆变器直接并联多重叠加的电流型阶梯波逆变器 对图4-60b所示的电流波形进行谐波分析可知：叠加输出的12阶梯波谐波电流表达式为 )7sin0264. 05sin0454. 0)(sin494. 2(4dtttIi（4-73）对比式（4-72）以及式（4-73）后不难发现，三重叠加后的输出电流波形中仍不存在零序谐波（如3次、9次等），并且5次、7次谐波得到了进一步衰减。显然，叠加重数越多，输出阶梯波电流波形的阶梯数也越多，电流的谐波含量就越小。4.4.2.2变压器移相多重叠加的电流型阶梯波逆变器变压器移相多重叠加的电流型阶梯波逆变器 I.采用Y/Y变压器联接