电子大赛资料DCDC

1、3.1 降压斩波变换电路3.1.1 降压斩波变换电路组成及工作原理降压斩波变换电路(Buck Chopper，即Buck变换电路)，主要由输入直流电源、全控型器件、储能电感、续流二极管、滤波电容、控制单元（PWM产生电路）和负载组成。如图3-1所示：图3-1 降压斩波变换电路降压斩波变换电路使用一个全控型器件VT (IGBT或MOSFET等)，对输入直流电源Us进行斩波控制。在全控型器件VT开通时，在为负载提供电能的同时也为储能元件充电；在全控型器件VT关断时，由储能元件为负载供电，此时续流二极管VD给负载中电感电流提供通道。通过调整全控型器件VT控制信号的占空比可以调整输出电压Uo的大小。降

2、压斩波电路主要用于电子电路中的供电电源，也可拖动直流电动机或带蓄电池负载等。3.1.2 降压斩波变换电路稳态分析当全控型器件导通时，电源Us通过电感L向电容C充电的同时也向负载R供电，随着电感电流的增加，负载的电压也随之上升，如图3-2(b)所示。当全控型器件关断时，电源Us停止工作，由电感和电容储能向负载供电，经二极管VD续流，如图3-2(c)所示。当全控型器件关断且续流二极管截至时，由电容储能向负载供电，如图3-2(d)所示。(a)电路结构 (b)开关状态1，VT导通，VD截止等效电路(c)开关状态2，VD导通，VT阻断等效电路 (d)开关状态3，VT阻断，VD截止等效电路图3-2 降压斩

3、波变换电路的工作状态(a)驱动信号 (b)电压斩波波形图3-3 降压斩波电路驱动信号及电压斩波波形降压斩波变换电路的降压原理如图3-3所示，全控型器件VT的导通时间与一个开关周期的比值称为导通比D，即控制全控型器件的PWM信号占空比： (3-1)式(3-1)中，Ton=DTs；Toff=(1-D)Ts。Ton为全控型器件的导通时间；Toff为全控型器件的关断时间；Ts为全控型器件的开关周期。其输出电压与输入电压之比称为该变换电路的变压比M： (3-2)式(3-2)中，M总是小于1。Uo为输出电压；Us为输入电压。变压比M与电路结构和导通比D有关，它们之间的关系可用多种方法推导。降压斩波变换电路

4、根据电感电流是否连续有三种可能的运行工况，如图3-4所示：电感电流连续模式 CCM(Continuous Current Mode)：指电感电流在整个开关周期中都不为零；电感电流断流模式 DCM（Discontinuous Current Mode）：指在开关管VT阻断期间内经二极管续流的电感电流已降为零。两者的临界称为电感电流临界连续状态，即开关管阻断期结束时，电感电流刚好降为零。图3-4降压斩波变换电路中电感电流波形图1.电感电流连续(CCM)模式图3-4(a)给出了电感电流连续时的工作波形，它有两种工作状态：(1)VT导通，电感电流iL从零增长到ILmax；(2)VT关断，二极管VD续流

5、，iL从ILmax降到零；这两种工作状态对应两种不同的电路结构，如图3-2 (b)、(c)所示。工作状态1：当电路处于稳态，即输入电压与输出电压都不变时，在全控型器件VT导通，二极管VD截止时，电源输出电流is等于电感电流iL，此时有： (3-3)式(3-3)中，Us为输入电压。在全控型器件VT导通时，电感充电，电感电流呈上升趋势，由于开关频率很高，电感电流可近似认为呈线性增加。因此由式(3-3)可得，电流增加量iL+可以如下表示： (3-4)式(3-4)中，Ton=DTs。工作状态2：在全控型器件VT关断，续流二极管VD导通时，电感放电，电感电流呈下降趋势，同理电感电流减少量iL有： (3-

6、5) (3-6)显然，只有当VT导通期间电感电流的增加量iL+等于VT截止期间电感电流的减少量iL时，电路才能达到平衡。即： (3-7)式(3-7)中，iL为电流的变化量，是一个正值。故有: (3-8)因此，降压斩波变换电路在电感电流连续模式下，其变压比M与占空比D相等，输出电压Uo与负载电流无关，因此降压斩波变换电路具有很好的控制性能。占空比D从0到1变化时，输出电压从0到Us变化，且输出电压最大值不会超过电源电压Us。由图3-2可知，稳态时，负载电流io不变，在一个开关周期内，滤波电容平均充电电流等于平均放电电流，而IL=IC+Io，故变换电路输出端负载平均电流Io就是电感的平均电流IL。

7、 (3-9)式(3-9)中，ILmax和ILmin分别为电感电流的最大值和最小值；R为变换电路负载电阻。如图3-4(d),电容C在一个开关周期内的充、放电电荷Q为： (3-10)输出电压波动量Uo： (3-11) (3-12)式(3-12)中，为LC滤波电路的谐振频率，fs为全控型器件的开关频率。由式(3-12)可知，纹波电压除与输入、输出电压有关外，还与L、C和开关频率有关。增大储能电感L、滤波电容C和提高全控器件的工作频率fs皆可减小输出电压的纹波。2.电感电流断续(DCM)模式当电感L较小、负载电阻R较大或开关周期Ts较大时，将会出现电感电流已下降到零而新的周期尚未开始的情况。在新的周期

8、内电流将从零开始增加，这种工作模式称为电感电流断续模式(DCM)。图3-4(c)给出了电感电流断续时的工作波形，它有三种工作状态：(1)VT导通，电感电流iL从零增长到ILmax；(2)VT关断，二极管VD续流，iL从ILmax降到零；(3)VT和VD均截止，在此期间iL保持为零，负载电流由输出滤波电容供电。这三种工作状态对应三种不同的电路结构，如图3-2 (b)、(c)、(d)所示，其波形如图3-4(c)所示。工作状态1：当全控型器件VT导通时，电感电流由零开始增大，有： (3-13)工作状态2：当全控型器件VT关断，二极管VD管导通时，电感电流由最大值ILmax减小，有： (3-14)式(

9、3-14)中，D1Ts为二极管导通续流时间，D+D11。由|iL+|=|iL|， 得 (3-15) (3-16)电感电流连续或电感电流临界状态时，D+D1=1，电感电流断续时，D+D11。降压斩波变换电路的输出电流Io等于电感平均电流值： (3-17)式(3-17)表明，电感电流断续时，Us /Uo即变压比M不仅与占空比D有关，而且与负载电流IL有关。3.电感电流临界连续状态当负载电流减小到Ts截止时(见图3-4(b)，电感电流刚好下降为零，即临界连续状态，此时输出电流为最小Iomin，即为电感电流临界连续状态下的电感平均电流值： (3-18)由(3-18)式可以得出临界电感值LC为： (3-

10、19)4.实例设计分析(1)降压斩波变换电路设计步骤： 1) 选择续流二极管VD。续流二极管选用快恢复二极管，其额定工作电流和反向耐压必须满足电路要求，并留有一定的裕量。2) 选择开关管工作频率fs。最好工作频率大于20kHz，以避开音频噪声。开关频率提高可以减小电感L、电容C，但会增大开关损耗，因此效率会降低，选择时要综合考虑。3) 开关管可选方案：MOSFET、IGBT、GTR等。4) 选择占空比。为保证当输入电压发生波动时，输出电压能够稳定，占空比一般选0.7左右。5) 确定临界电感值LC： (3-20)式(3-20)中，R=Uo/Io。在实际应用中电感选取一般要比理论值大，有资料称电感

11、值的选取一般为临界电感值的10倍。具体选择可根据实际情况通过仿真和实验后确定。6) 确定电容值C。电容耐压必须超过额定电压；电容必须能够传送所需的电流有效值；电流波形为三角形，三角形高为iL/2 ，底宽为Ts/2，因此电容电流有效值ICRMS为： (3-21)根据纹波要求，可按(3-11)式确定电容容值。7) 确定连接导线。确定导线必须计算电流有效值(RMS)，电感电流有效值ILRMS由下式给出： (3-22)由电流有效值确定导线截面积，由工作频率fs确定穿透深度（当导线为圆铜导线时，穿透深度为：），然后确定线径和导线根数。(2)实例设计分析设计图3-5所示的降压斩波变换电路。设定电源电压Us

12、为220290V，额定负载电流为11A，最小负载电流为1.1A，开关频率为20kHz。要求输出电压Uo为48V；纹波小于1%。要求最小负载时电感电流不断流。计算输出滤波电感L和电容C，并选取开关管VT和二极管VD。图3-5 设计实例解：因为要求电感电流不断流，所以有：当输出电压Uo为48V时，有：则占空比D的范围为要使电流连续的最小负载电流为：L考虑裕量电感L为1mH。电感最大的脉动峰-峰值iL：电感的电流最大值ILmax和ILmin分别为：全控型器件VT和二极管VD承受的电压都为220V，通过的最大电流为11.5A，同样考虑一定的裕量，可选500V/20A的管子。L、C的值可根据纹波的大小确

13、定：1%实际取C=47F，实际的LC滤波电路谐振频率fc为实际纹波为：满足题目要求。实际仿真和实验中，电感L和电容C的值可以在计算值左右反复尝试，以得到最好的波形效果。3.1.3 降压斩波变换电路仿真1.闭环控制原理分析控制装置与受控对象之间，不但有顺向作用而且还有反向联系，即输出对输入有影响的控制。闭环控制又常称为反馈控制或偏差控制。图3-8为降压斩波变换电路单闭环控制原理框图，通过电压环，控制输出稳定。其工作过程为将检测的输出电压与给定参考电压做差，经过误差放大器，得到误差电压Ue，误差电压Ue通过影响PWM脉冲调节器，调节占空比D，从而调节降压斩波变换电路的输出电压Uo，使输出电压Uo趋

14、近给定参考电压，误差电压值Ue趋近于零。在输入电压不稳定的情况下，闭环控制能自动调节输出电压值，使输出电压稳定系统可靠。图3-8 降压斩波变换电路功率闭环控制原理框图图3-9为降压斩波变换电路的双闭环控制原理图，将给定参考电压Uref与检测到的输出电压Uo做差，结果送入电压外环的PI调节器，该PI调节器的输出信号即为电流内环的参考输入信号。将在主回路中检测到的电流iL作为反馈信号与电流参考信号相减，结果送入电流环的PI调节器，并与三角波或锯齿波做比较，得到全控型器件VT的PWM脉宽调制信号。其中电流环能够限制主回路最大电流，快速抑制电源扰动；电压环，能够稳定电压输出。图3-9 降压斩波变换电路

15、双闭环控制原理2.降压斩波变换电路仿真根据3.1.2节例题建立MATLAB/Simulink仿真模型，设定电源电压Us为210290V，额定负载电流为11A，最小负载电流为1.1A，开关频率为20kHz。要求输出电压Uo为48V；纹波小于1%。电感L为1mH，电容C为47F，负载为纯电阻，阻值为40，其开环仿真模型如图3-10所示： (a)开环仿真模型图 (b)输入为220V时开环输出电压、电流波形(c)输入为290V时开环输出电压、电流波形图3-10未加入PI闭环仿真模型及波形图显然，降压斩波变换电路的开环仿真模型得到的波形效果不是理想中的稳定电压，随着输入电压的波动输出电压波动较大，为了能得到较稳定的输出电压，我们采