用频谱仪测量通信信号

1、用频谱分析仪测量通信信号一、GSM信号的测量现代高度发达的通信技术可以让人们在地球的任意地点控制频谱分析仪，因此就更要懂得不同参数设置和不同信号条件对显示结果的影响。典型的全球移动通信系统(GSM)的信号测量如图1所示，它清楚地标明了重要的控制参数设置和测量结果。IFR2399型频谱分析仪利用彩色游标来加亮测量区域，此例中，被加亮的测量区域是占用信道和上下两个相邻信道的中心50kHz频带。显示的水平轴(频率轴)中心频率为900MHz，扫频频宽为1MHz，而每一小格代表l00kHz。顶部水平线表示0dBm，垂直方向每一格代表10dB。信号已经被衰减了10dB，测量显示的功率电平已考虑了此衰减。图

2、1 GSM信道带宽显示和功率测量GSM是以两个25MHz带宽来传送的：从移动发射机到基站采用890MHz到915MHz，从基站到移动接收机采用935MHz到960MHz。这个频带被细分为多个200kHz信道，而第50个移动发送信道的中心频率为900MHz，如图1所示。该信号很明显是未调制载波，因为它的频谱很窄。实际运用中，一个GSM脉冲串只占用200kHz稍多一点的信道带宽。按照GSM标准，在发送单个信道脉冲串时，时隙持续0.58ms，而信道频率以每秒217次的变化速率进行慢跳变，再加上扫频仪1.3s的扫描时间，根据这些条件可以判定这是一个没有时间和频率跳变的静态测试，没有迹象表明900阳z的

3、信号是间断信号。为了保证良好的清晰度，选用1kHz的分辨带宽(RBW)滤波器。较新的频谱分析仪中的模拟滤波器的形状系数(3dB：60dB)为11，意思是60dB时滤波器带宽(从峰值衰减60dB)是3dB时滤波器带宽(从峰值衰减3dB)的11倍，即11kHz比1kHz。与此相比，数字滤波器的形状系数还不到5。例如一个3dB带宽为50kHz的带通滤波器，其60dB带宽只有60kHz，这几乎是矩形通带。它保证在计算平均功率时只含有50kHz以外区域很小一点的功率。作为对比，如果分辨带宽RBW50kHz，使用前面提及的模拟滤波器而不是数字滤波器，其60dB带宽将为550kHz。标记1处的信号电平是4.

4、97dBm。为了使噪声背景出现在屏幕上，显示轨迹线已向上偏移了10dB(在图中不易察觉)，这是由于信号峰值被预先衰减10dB使其不超过顶部水平线，这也是信号峰值读数比参考电平高的原因。图中，主信道功率(CHP)读数为7.55dBm，与峰值(标记1处)的读数4.978m不一致，其原因就是主信道功率是在50kHz测量带宽内计算的，而标记1的读数是峰值。公式1定义了在整个带宽内计算主信道功率的方法。其中，CHPwr：信道功率，单位dBmCHBW：信道带宽Kn：噪声带宽与分辨带宽之比N：信道内象素的数目Pi：以1mW为基准的电平分贝数(dBm)图1中，分辨带宽为1kHz，信道带宽为50kHz。据式(1

5、)，先将在红色游标之间的每个像素功率电平(dBm)的对数值转化成线性功率电平毫瓦(mW)并求其平均值，然后按照测量带宽与分辨带宽之比来修正该值，以求得信道功率电平。对于带有VGA显示的频谱分析仪来说，500个像素对应水平轴的10个刻度。因此，在红色游标之间有25个像素，每个像素表示2kHz。(1)式的第二表示50kHz测量带宽内线性功率电平的平均值。假设900MHz处的峰值只有一个像素宽，其峰值功率3.14mW除以25(像素数)，可得到功率平均值为0.126mW。对于具有高斯响应的有4或5个极点的安捷伦滤波器而言，噪声功率带宽与分辨带宽之比为1.06，即Kn为1.06。假设IFRRBW滤波器与

6、安捷伦RBW滤波器一样，那么(1)式第一部分变为50/1.06=47.2。最后结果为7.73dBm。上述计算结果接近7.55dBm。在假设峰值只占有一个像素宽时，为什么刚才计算的功率比显示的功率大?这是因为峰值可能小于2kHz，即小于一个像素的宽度。一些频谱分析仪可将像素细分以得到更大的测量精度。这种情况下，很容易判断出连续波占用的宽度小于1个像素所示的2kHz，比如1.8kHz。如果像素被细分为10等份，则平均功率为3.14×1.8/2/25=0.113mW。此时，主信道功率(CHP)等于7.27dBm。当然50kHz以外区域的测量带宽可提供一些功率，但是其单个像素宽的峰值被摊薄后

7、，可下降达25dB，意思是该区域内两个或多个像素宽信号的功率将小于峰值功率1/300，所以不用加入总数里。在数字系统里，很窄的连续波(单音信号)的显示和相关测量是有问题的，根据定义，一条线不能小于1个像素的宽度，可是，实际信号可能很窄。最后一个影响显示的参数是视频带宽(VBW)，设为1kHz。它与RBW不同，RBW决定到达检测器的信号能量，而VBW则处理被检测电平的显示。如果RBW比较大，那么就有更多的噪声到达检测器。选择一个比RBW、窄的VBW可以使显示平滑，但却增加了扫描时间。对于某些信号的测量，快速扫描、宽的RBW、窄的VBW的组合是最适宜的。选用比RBWW值小的VBW，则显示的频谱不能

8、跟踪检测到的快速峰值，因而产生失真。而当VBW值等于RBW时，可看到平滑噪声的功能降低，但减少的不是很多。图1中，有意地减小了背景噪声，这对所做的测量来说不是很重要。二、频谱分析仪指标对测量的影响：最好的频谱分析仪，也不是完美无缺的。诸如因为输入到混频器的电平太大引起的信号压缩、仪器内部产生的热噪声、内部振荡器的相位噪声、二次谐波失真以及三次、四次交调失真等，都会产生误差。例如，如果两个功率相同，但频率分别为f1和f2的信号，驱动一个完美的理想的线性放大器，那么就只有两个原始频率输出。而现实的放大器是非线性的，会产生两个频率的多种组合，包括2f1f2，2f2f1，3f12f2，3f22f1.频

9、谱分析仪有点象非线性放大器，它的响应可以用一个幕级数表示，V0=a1Vi十a2Vi2+a3Vi3+anVin，其中电压为rms(有效值)，Vi对应混频器输入的电压，V0对应检测电压。除了简单放大增益项a1以外，将产生多个高次项。若要增大频谱分析仪的动态范围，处理好第三、第四阶交调失真(IMD)项尤为重要。对于相对简单的测试，现代频谱分析仪提供了多种控制设置的组合，它们对测量精度的影响是不同的。例如，安捷伦E4440A型的自动组合模式，包括RBW滤波器，VBW滤波器(不采用VBW=RBW)，扫频宽度及扫描时间，且根据输入衰减设定了参考电平。某文献中建议的测量步骤，保证频谱分析仪产生的交调失真(I

10、MD)至少低于被测信号(DUT)本身18dB，意味着频谱分析仪引起的失真对测量(DUT)失真的影响少于1dB。图2 CDMA信号偏移885kHz的动态范围图相邻信道功率比(ACPR)或低电平IMD的测量要更困难，更需要注意频谱分析仪的能力。图2显示了频谱分析仪的热噪声、相位噪声和第三、第五阶交调失真与混频器电平的关系。由于精确测量ACPR所需的动态范围接近或超出了很多频谱分析仪的性能极限，所以必须全面考虑之后才有把握进行正确测量。三、CDMA信号的测量：CDMA信号类似噪声。重要的是类噪声的信号在理论上只选择均值或有效值型的显示检测器。正负峰值读数检测器会使在测量范围内的每个像素值发生偏差，而

11、采样检测器只接收由像素表示的扫频范围内相应一组幅度的最后一个值。均值和有效值型检测器的工作与信号统计特性无关，它能给出有良好重复性的结果。因为要在测量范围里把所有像素的功率电平进行平均得出平均功率，所以如果有足够的像素的话，也可以用采样检测器，若要测量重复性达到队1dB，则需要1000个像素。由采样或均值检测器产生的像素值的平均值不那么简单明了，因为数A、B、C的对数的平均不等于这些数的平均的对数。而有效值检测器是比较常用的，因为它提供的线性值可以被简单地平均。避免采用小数量值的VBW可能很重要。这里用“可能”，因为某些品牌如安捷伦PSAE4440A频谱仪，VBW设置不影响有效值功率平均测量，

12、对显示线也没有影响。小数值的VBW意味着显示的频谱不能正确跟踪峰值。如果滤掉实际的随机噪声，则小值VBW就可以达到预想的平滑显示。CDMA信号类似噪声，但与噪声的统计结构不同，所以它们不能被小值VBW平滑掉。视频平均的方法能对显示的频谱成功地进行平均，是减小噪声的另一种方法。可惜的是显示的频谱通常是对数刻度，我们还得回过头处理对数的平均。分辨带宽(RBW)等于30kHz，信道带宽(CHBW)等于1.23MHz，Kn假设为1.06。因为相邻信道功率比(ACPR)有严格限制，要求选择具有1%至P4%信道带宽的RBW滤波器，以使得信道有很陡的下降沿，此处30kHz/1.23MHz=2.4%。因为调制

13、信号功率散布于整个的测量带宽，可根据公式1来计算发射信道功率，可以认为在Co游标之间每个30kHzRBW频带内存在同样的功率。CDMA是一种宽带技术，并且在整个频带里同时存在全部功率。在这里使用CHBW/RBW的比值作为修正因子，似乎比在图1中对窄带信号的修正更加确切。若CHBW等于1.23MHz，RBW等于30kHz，那么(1)式括号里的第一部分为38.70。第二部分是显示功率的平均值，大约为18dBm或0.0158mW，刚好是目测到的脉冲顶部的平均值。该值乘以38.7并转化为dBm，所计算出的发射信道功率等于2.12dBm，这非常接近于发送信道功率1.65dBm，证明了上述观点。作为验证，

14、假设平均功率为17dBm，计算值对应为1.12dBm，所以最好还是用18dBm。当R/R公司的FSU型频谱分析仪用户进行ACPR测量时，游标和控制参数自动设置。例如，相邻信道和第一对备用信道的测量带宽只有30kHz，而不是发射信道和第二对备用信道的1.23MHz的测量带宽。从发射信道的中心到相邻信道的边缘的距离为885kHz，它等于保护带宽270kHz与发射信道带宽1.23MHz的一半相加的和。一般说来，各个CDMA电话可以同时工作，这意味着在基站中可以出现发射频谱的峰值，它是由各个用户编码信号的随机叠加引起的。峰值与均值的比值可以大到12至14dB。尽管其平均功率仍在线性区域内，而峰值可以使

15、混频器进入压缩区。因为在CDMA信号中有很多频率出现，所以对第三、第五阶失真要特别关注。最后，还必须考虑相位噪声，它对于IS95CDMA来说是个限制因素，但对于宽带CDMA(WCDMA)来说，因测量ACPR给予了很大偏移量，就没有那么重要。四、结束语当选用频谱分析仪时，要根据测量项目来选择型号。例如具有特殊的时域测量能力的零频宽操作适合于测量GSM和时分多址(TDMA)信号，还能进行时间门限和组合的上升/下降沿脉冲串测量。频谱分析仪是复杂仪器，为了保证频谱纯度，用了几种中频放大器，但每一个都会产生误差、非线性和噪声。部分避免这些问题的一种方法是使用实时采集宽带数据、并用FFT(快速傅立叶变换)

16、计算频谱的频谱分析仪。这种频谱分析仪的信号路径短，而且比许多扫描滤波频谱分析仪有较大的动态范围。测量ACPR可用时域方法，得出结果要比扫描频谱分析仪快。曾有一篇文献提出了一种速度，快20倍的方法，并可在信道中测量开关暂态晌应，这是扫描频谱分析仪不能做到的。在没采取其它方法前，应该相信频谱分析仪的测量，只有完全理解了信号类型及电平和控制参数设置的影响，才能使测量更准确。频谱分析仪和矢量信号分析仪在实验室和车间最常用的信号测试仪器是电子示波器。人的思维对时间概念比较敏感，每时每刻都与时域事件发生联系，但是信号往往以频率形式出现，用示波器观察最简单的调幅载波信号也不方便，往往显示载波时看不清调制仪，

17、屏幕上获得的是三条谱线，即载频和在载频左右的调制频。调制方式越复杂，电子示波器越难显示，频谱分析器的表达能力强，频谱分析仪是名副其实的频域仪器的代表。沟通时间一频率的数字表达方法就是傅里叶变换，它把时间信号分解成正弦和余弦曲线的叠加，完成信号由时间域转换到频率域的过程。早期的频谱分析仪实质上是一台扫频接收机，输入信号与本地振荡信号在混频器变频后，经过一组并联的不同中心频率的带通滤波器，使输入信号显示在一组带通滤波器限定的频率轴上。显然，由于带通滤波器由无源元件构成，频谱分析器整体上显得很笨重，而且频率分辨率不高。既然傅里叶变换可把输入信号分解成分立的频率分量，同样可起着滤波器类似的作用，借助快

18、速傅里叶变换电路代替低通滤波器，使频谱分析仪的构成简化，分辨率增高，测量时间缩短，扫频范围扩大，这就是现代频谱分析仪的优点了。矢量信号分析仪是在预定，频率范围内自动测量电路增益与相应的仪器，它有内部的扫频频率源或可控制的外部信号源。其功能是测量对输入该扫频信号的被测电路的增益与相位，因而它的电路结构与频谱分析仪相似。频谱分析仪需要测量未知的和任意的输入频率，矢量信号分析仪则只测量自身的或受控的已知频率;频谱分析仪只测量输入信号的幅度(标量仪器)，矢量信号分析仪则测量输入信号的幅度和相位(矢量仪器)。由此可见，矢量信号分析仪的电路结构比频谱分析仪复杂，价位也较高。现代的矢量信号分析仪也采用快速傅

19、里叶变换，以下介绍它们的异同。一、频谱分析议和FFT颁谱分析议传统的频谱分析仪的电路是在一定带宽内可调谐的接收机，输入信号经下变频后由低通滤器输出，滤波输出作为垂直分量，频率作为水平分量，在示波器屏幕上绘出坐标图，就是输入信号的频谱图。由于变频器可以达到很宽的频率，例如30Hz-30GHz，与外部混频器配合，可扩展到100GHz以上，频谱分析仪是频率覆盖最宽的测量仪器之一。无论测量连续信号或调制信号，频谱分析仪都是很理想的测量工具。但是，传统的频谱分析仪也有明显的缺点，首先，它只适于测量稳态信号，不适宜测量瞬态事件;第二，它只能测量频率的幅度，缺少相位信息，因此属于标量仪器而不是矢量仪器;第三

20、，它需要多种低频带通滤波器，获得的测量结果要花费较长的时间，因此被视为非实时仪器。既然通过傅里叶运算可以将被测信号分解成分立的频率分量，达到与传统频谱分析仪同样的结果，出现基于快速傅里叶变换(F盯)的频谱分析仪。这种新型的频谱分析仪采用数字方法直接由模拟/数字转换器(ADC)对输入信号取样，再经FFT处理后获得频谱分布图。据此可知，这种频谱分析仪亦称为实时频谱分析仪，它的频率范围受到ADC采集速率和FFT运算速度的限制。为获得良好的仪器线，性度和高分辨率，对信号进行数据采集的ADC需要12位-16位的分辨率，按取样原理可知，ADC的取样率最少等于输入信号最高频率的两倍，亦即频率上限是100MH

21、z的实时频谱分析仪需要ADC有200MS/S的取样率。目前半导体工艺水平可制成分辨率8位和取样率4GS/S的ADC或者分辨率12位和取样率800MS/S的ADC，亦即，原理上仪器可达到2GHz的带宽，此时垂直分辨率只有8位(256级)，显然8位分辨率过低，因此，实时频谱分析仪适用于制MHz带宽以下的频段，此时具有12位(物96级)以上的分辨率。为了扩展频率上限，可在ADC前端增加下变频器，本振采用直接数字事成的振荡器，这种混合式的频谱分析仪适合在几GHz以下的频段使用。FFT的性能用取样点数和取样率来表征，例如用100KS/S的取样率对输入信号取样1024点，则最高输入频率是50KHz和分辨率

22、是50Hz。如果取样点数为2048点，则分辨率提高到25Hz。由此可知，最高输人频率取决于取样率，分辨率取决于取样点数。FFT运算时间与取样，点数成对数关系，频谱分析仪需要高频率、高分辨率和高速运算时，要选用高速的FFT硬件，或者相应的数字信号处理器(DSP)芯片。例如，10MHz输入频率的1024点的运算时间80s，而10KHz的1024点的运算时间变为64ms，1KHz的1024点的运算时间增加至640ms。当运算时间超过200ms时，屏幕的反应变慢，不适于眼睛的观察，补救办法是减少取样点数，使运算时间降低至200ms以下。二、矢量网络分析仪对于频谱分析和电磁干扰测量来说，频谱分析仪是通信

23、测量仪器中常用的设备，由于具有大于1dB的动态范围、低于-110dBc/Hz的噪声、1Hz-100Hz的带宽、50GHz以上的频率范围，能够接收到极微弱的信号和分辨出两个幅度相差很大的信号。频谱分析仪的缺点是只能显示频率分量的幅值，而不能获得信号的相位。对于某些通信元器件和通信链路，幅值和相位必须能够同时测量出来，前者如放大器和振荡器，后者是第一代至第三代的移动通信。前面曾提及，为了扩大基于FFT的频谱分析仪的频率范围，可在前端增加下变频器。同样原理可用于矢量信号分析仪，它是传统频谱分析仪与F阿分析仪的结合，从而获得在高频和射频频率下的FFT分析能力，同时显示幅度和相位信息。对于现代通信的数字

24、调制分析，以及调幅/调频/调相的解调都是非常有效的手段。频谱分析仪的变频前端扩展仪器到GHz的频段，经变频后的输入信号频率变成适于FFr处理的频段，电路中的滤波器与频谱分析仪的滤波器不同，这里的滤波器不是选择性的，而防止ADC变换过程产生的信号混叠，即变换过程中出现的虚假信号。ADC的输出分成两路，获得同相和正交信号，经DSP作时间一频率的F町运算后由显示屏获得频谱的幅度和相位。目前仪器公司供应的矢量信号分析器的频率范围可达3GHz，测量对象是复杂的移动通信常用频段的调制信号，如GSM、CDMA的基带特性和载波特性。矢量信号分析仪的测量模式有：标量、矢量、数字解调和门控测量。触发可由基带输人信

25、号或由中频信号调节，包括触发电平和相位。扫频方式有单次和连续，对测量数据可多次平均，并用有效值(RMS)、峰值保持和指数坐标指示。一种新型的矢量信号分析器的重要特性是：频率范围DC2.7GHz;基带带宽40MHz;中频带宽36MHz;率分辨率0.001Hz时基准确度0.2ppm/年;相位噪声97dBc/Hz(载波偏移100Hz)，-122dBc/Hz(载波偏移1khz)幅度范围45+20dBm；幅度准确度±2dB;三阶互调失真70dB。应用领域是卫星通信、扩频跳频通信、点到点通信、以及频率监控和搜索。以移动通信的码分多址(CDMA)来说，利用配套的分析软件，可以获得：·发射

26、机的平均载波功率·功率随时间的变化·相位和频率误差·邻近信道功率比·伪随机噪声序列的调制精度·近距离寄发生发射频率·频谱测量和波形测量在无线基站或移动电话的产品开发和产品检验中，矢量信号分析仪可按多种工业标准，对GSM、CDMA等的发射机和手机进行严格的精度和动态范围测量。在CDMA等通信产品生产中，只利用连续测量是不够的，利用数字调制信号可方便地测出输出功率和失真等重要参数。矢量信号分析仪采用Windows平台，容易通过外接微机进行数据处理和交换，Windows平台便于性能升级和利用其他工程设计工具，熟识的图形界面可缩短学习时间，留

27、出更多的时间进行测量和应用各种设计及测试工具。三、数字存储示波器的频谱测量数字存储示波器(DSO)的前端就是ADC变换，因而同样具有频谱分析能力，通过标准或选购的FFT模块获得频谱分析特性。应该指出，DSO主要特点是时域测量，带宽100MHz的产品具有10位以上的垂直分辨率，带宽500MHz的产品只有8位的分辨率，亦即在分辨率上低于频谱分析仪的12位-16位。DSO的前置放大器和衰减器引人瞬态失真，容易在频谱图上表现为低电平的谱波噪声。特别是高频数字在存储示波器，它采用交叠的ADC来提高取样率，例如每块ADC的取样率是1Gs/s，两块叠加起来获得2Gs/s的取样率。这是简便的提高有效带宽的办法

28、，但用于频谱显示时，各ADC的线性度、增益、频率响应和取样定时稍有差别，都会在取样时钟脉冲交叠取样过程中引人频谱失真，相当多了一组Fs/N的取样脉冲，这里且是基本取样频率，N是交叠的ADC数。这种电路自身产生的混叠信号不容易用滤波器消除，用DS0测量高频信号时要非常小心在频谱图上出现的混叠信息。例如，利用上述两块取样率1Gs/sADC构成的DSO来观察l00MHz正弦波时，会在900、1100MHz附近出现虚假信号。由此可见，DSO观察时域信号是最好的仪器，由于频域变换后往往出现虚假信号，测量频谱特性时一定要注意“去伪存真”。四、小结频谱分析仪的频率范围最宽，灵敏度高，非常适于通信设备和链路的

29、频率分布测量，缺点是只能获得输入信号的幅值。矢量信号分析仪频率范围较低，利用FFT的特点能够同时获得幅度和相位，特别地第一、二、三代移动通信，包括蜂窝、GSM和CDMA设备的测量。如何选用滤波电容?滤波电容在开关电源中起着非常重要的作用，如何正确选择滤波电容，尤其是输出滤波电容的选择则是每个工程技术人员都十分关心的问题。50Hz工频电路中使用的普通电解电容器，其脉动电压频率仅为100Hz，充放电时间是毫秒数量级。为获得更小的脉动系数，所需的电容量高达数十万F，因此普通低频铝电解电容器的目标是以提高电容量为主，电容器的电容量、损耗角正切值以及漏电流是鉴别其优劣的主要参数。而开关电源中的输出滤波电

30、解电容器，其锯齿波电压频率高达数十kHz，甚至是数十MHz，这时电容量并不是其主要指标，衡量高频铝电解电容优劣的标准是“阻抗-频率”特性，要求在开关电源的工作频率内要有较低的等效阻抗，同时对于半导体器件工作时产生的高频尖峰信号具有良好的滤波作用。普通的低频电解电容器在10kHz左右便开始呈现感性，无法满足开关电源的使用要求。而开关电源专用的高频铝电解电容器有四个端子，正极铝片的两端分别引出作为电容器的正极，负极铝片的两端也分别引出作为负极。电流从四端电容的一个正端流入，经过电容内部，再从另一个正端流向负载；从负载返回的电流也从电容的一个负端流入，再从另一个负端流向电源负端。由于四端电容具有良好

31、的高频特性，为减小电压的脉动分量以及抑制开关尖峰噪声提供了极为有利的手段。高频铝电解电容器还有多芯的形式，即将铝箔分成较短的若干段，用多引出片并联连接以减小容抗中的阻抗成份。并且采用低电阻率的材料作为引出端子，提高了电容器承受大电流的能力。利用选择性改善接收机的截止点接收机的交调杂散响应衰减用于衡量在有两个干扰连续波（CW）存在的情况下、接收机接收其指定信道输入调制RF信号的能力。这些干扰信号的频率与有用输入信号的频率不同，可能是接收机非线性元件产生的两个干扰信号的n阶混频信号，最终在有用信号的频带内产生第三个信号。接收机防止杂散响应干扰的保护功能用于衡量接收机区分指定频率输入信号和其他接收机

32、能够产生响应、但不是所希望信号的能力。接收机的二阶和三阶截止点是表示特定射频电路或系统的两个非常重要的线性指标。通过这两个指标能够预测接收机的交调(IM)特性，而交调特性描述了射频装置对相邻信道或邻近信道的抗干扰性。本文分别介绍了三阶和二阶交调情况下传统接收机截止点(IP)级联方程的改进形式。二阶截止点(IP2)和三阶截止点(IP3)级联方程的数学推导过程引入了给接收级之间增加选择性带来的影响，以改善所有的二阶和三阶输入截止点IIP2与IIP3。注意：文中所有大写字母变量表示dB或dBm单位，小写字母变量表示线性单位。在与移动基站所推荐的最低性能标准有关的无线规范中，接收机的交调(IM)特性在

33、技术上被纳入两个主题：接收机的交调杂散响应衰减和接收机对杂散响应干扰采取的保护。接收机的交调杂散响应衰减是在有两个干扰连续波（CW）存在的情况下接收机接收其指定信道输入调制RF信号的能力。这些干扰信号的频率与有用输入信号的频率不同，可能是接收机非线性元件产生的两个干扰信号的n阶混频信号，最终在有用信号的频带内产生第三个信号。接收机防止杂散响应干扰的保护功能用于衡量接收机区分指定频率输入信号和其他接收机能够产生响应、但不是所希望的信号的能力。三阶交调产生的干扰作为接收机前端三阶混频的结果，频率为f1和f2的两个信道外的连续波引入一个三阶交调成分，频率等于(2f1 - f2)，它将落入开启信道的有

34、用信号频带内(图1a)。这一带内三阶交调(IM3)产物降低了输入到接收机解调器的载干比(C/I)。按照斜率为3:1的直线(如图1b)，输入IM3产物的电平(IIM3，dBm)可以用下面的等式计算，其中包括接收机的总输入IP3(IIP3，dBm)和两个信道外CW信号的输入功率(PI,dBm)1。图 1. 由两个信道外CW信号产生的IM3产物对带内信号造成干扰(a)。三阶截止点(IP)的定义(b)。图2为一个传统的两级变频超外差接收机的结构图。在这种接收机的结构中，信道外CW干扰带来的IM3产物产生于低噪声放大器(LNA)，第一级混频器，IF放大器，第二级混频器以及IF限幅放大器中。所有的IM3产

35、物在解调器的输入端累加，相当于在接收机的输入端出现了一个等效的带内IM3产物(IIM3)。使IF放大器、第二级混频器和IF限幅放大器的3阶IM分量达到最小可以减小这个成为带内干扰的IM3产物，而这一目标可以通过在第一级混频器后面的IF滤波器(IF滤波器#1)中提高对那些信道外干扰的IF选择性(S)实现。注意，滤波器的选择性(S)代表IF滤波器1在阻带内对信道外干扰的衰减，它相对于滤波器通带插入损耗(IL)。所以，IF滤波器阻带内对信道外CW信号的总抑制(R，dB)可以定义为R = -(IL + S)。IF滤波器的选择性降低了后续接受电路对三阶失真和动态范围的要求，因此，为降低等效的带内IIM3

36、可以对接收机总的IIP3进行优化，以满足接收机基带载干比(C/I)的要求。图2. 传统的两级变频超外差接收机.改进的三阶输入截止点(IIP3)级联方程在图3中，图2所示的两级变频接收机被分成3个部分：RF模块、IF滤波器1和IF模块。RF模块，也就是模块1，包括在第一个IF滤波器之前的接收RF部分。IF模块，即模块2，包括在第一个IF滤波器之后的接收机IF部分。模块1具有G1 的RF增益和等效三阶输入截止点IIP31。模块2具有G2 的IF增益和等效三阶输入截止点IIP32。假设在接收机输入端出现的两个信道外CW信号干扰的功率值都等于PI，则PI就是输入到模块1的两个信道外CW信号的功率值。P

37、2是两个信道外CW信号变换到中频后并进入模块2的功率值。IIM3是两个信道外CW信号产生的相对于接收机输入总IM3的失真功率。IIM31是模块1产生的相对于本模块的输入总IM3失真功率。IIM32是模块2产生的相对于本模块的输入总IM3失真功率。图 3. 推导改进的IP3级联方程的框图。其中引入了在两个信道外CW信号频率上给接收机各级提高选择性(S)带来的影响。功率单位dBm，增益单位dB。在下面的推导过程中，模块2的输入IM3失真电压除以前级电压增益后的结果与模块1的输入IIM3失真电压进行同相相加，这样作可以得到最坏情况下接收机输入的总IM3失真电压。假设系统特征阻抗为1，我们可以写出下面

38、的等式：这里取平方根是为了将IM3从功率值变为电压值。其中变量iim3, iim31,和iim32取线性功率单位(瓦特或毫瓦)。并且有G1 (dB) = 10.log10(g1) and IL (dB) = 10.log10(il).等式(1)进行整理后可以得到下面的等式：等式(3)定义了整个接收机的输入IP3，它也可以不用dBm作单位而写成线性功率单位(毫瓦，mW)的形式：与在等式(3)中使用的方法类似，我们也可以分别定义模块1和模块2的IIP31和IIP3 2：已知 P1(dBm) = PI 且 P2(dBm) = PI +(G1-IL-S),可以从等式(5)、(6)得出:与我们在等式(3

39、)中使用的方法相同,等式(7)、(8)可以写成线性功率单位的形式而不是以dBm为单位。于是分别得出等式(9)和等式(10):其中 S(dB) = 10.log10(s)，IL(dB) = 10.log10(il)。注意S(dB)与IL(dB)都是正数。再来看等式(2)，两边都除以(pI)1/2得：根据等式(4)、(9)和(10)，我们将等式(11)中的各项都用其等效形式代替，消去pI将等式简化后,就得到下面这个改进的IIP3级联方程:从等式(12)可以看出,使用一个高选择性的IF滤波器（s>>1）,我们可以将IF模块的输入IP3(IIP32)对接收机总输入IP3（IIP3）的影响降

40、至最低，于是接收机的总输入IP3就几乎完全由RF模块的IIP3(IIP31)所决定。值得注意的是：在分析级联系统时，中频模块输入IP3(IIP3)应该用一个等效的输入IP3代替，它考虑了在IF模块前引入选择性的效应。这个等效的IIP32可以写作：在方程(12)的基础上可以推出更加通用的、计算由M级电路级联组成的接收机总输入IP3的方程。每一级具有线性增益(gn)，输入IP3(iip3n,瓦特)，对引入带内IM3产物的两个信道外CW信号频率的选择性参数为(sn)：其中 Sn(dB) = 10.log10(sn)。注意:当sn取1时，也就是选择性参数Sn 取0dB时，这个方程就简化为了经典的M级级

41、联的截止点计算方程1。二阶交调产生的干扰接收机杂散响应是与信道内RF信号频率不同的信号，然而如果电平值足够高，它们仍然能够在接收机的通频带内产生输出干扰。杂散响应的频率之一是在半中频点。这个半中频杂散响应导致了出现在接收机RF前端的二阶交调产物(IM2)。它的强度可以通过接收机RF前端的二阶截止点(IP2)预测，其中RF前端的定义包括接收机的第一级混频器及其前面的电路(图2)。对于第一级混频器的高端注入（图4a），在接收机输入端的一个CW信号，偏离本振（LO）频率-fIF/2，通过(-2.fCW + 2.fLO) IM产物下变频至中频 1,2。对于低端注入，与本振（LO）频率偏差fIF/2的C

42、W信号会被频率为(2.fCW - 2.fLO)的IM产物下变频的中频。按照斜率为2:1(图4b)的线性关系，利用包括接收机RF前端输入IP2 (IIP2,dBm)和输入半中频CW信号功率值(PI,dBm)的方程可以确定上述输入IM2产物(IIM2,dBm)的功率1。图4.由半中频杂散响应产生的IM2带内干扰 (a)和二阶截止点 (IP)的定义 (b).减小第一级混频器的二阶IM分量可以降低这个由半中频杂散响应产生的带内IM2产物。为了达到这个目的，可以在第一级混频器前面的RF滤波器（RF滤波器#1和#2）中引入一定量的对信道外干扰的射频选择性（S）。注意，滤波器的选择性(S)指的是RF滤波器阻

43、带对杂散响应频率的衰减，它相对于滤波器在通带内的插入损耗(IL)。RF滤波器的选择性(S)降低了第一级混频器对二阶失真和动态范围的要求，因此，为了降低半中频信号产生的等效带内IIM2产物可以对接收机总的RF前端IIP2进行优化，以满足了接收机基带载干比(C/I)的要求。改进的二阶输入截止点(IIP2)级联方程图5中，将两级变频接收机的RF前端分成三个模块：RF滤波器2，模块1（包括所有在RF滤波器2之前的部分）和模块2（在RF滤波器2之后并包括第一级混频器的部分）。模块1具有RF增益G1和等效二阶输入截止点IIP21。模块2具有RF增益G2和等效二阶输入截止点IIP22。假设出现在接收机输入的

44、每一个半中频CW信号的功率为PI，则PI就是输入到模块1的半中频CW信号的功率。P2是输入到模块2的半中频CW信号的功率。IIM2是半中频CW信号产生的相对于接收机输入的总IM2失真功率。IIM21 是模块1产生的相对于模块1输入的总IM2失真功率。IIM22是模块2产生的相对于模块2输入的总IM2失真功率。图5.推导改进的IP2级联方程原理框图，其中考虑了在接收机RF前端增加对半中频杂散频率RF选择性（S）的效应。功率单位dBm，增益单位dB。在下面的推导过程中，模块2的输入IM2失真电压被前级电压增益作除后的结果与模块1的输入IM2失真电压进行同相相加，这样作可以得到最坏情况下相对于接收机

45、输入的总IM2失真电压。假设系统特征阻抗为1，我们可以写出下面的等式：这里取平方根是为了将IIM2从功率值转变为电压值。其中变量iim2, iim21和iim22取线性功率单位(瓦特或毫瓦)。并且有 G1 (dB) = 10.log10(g1) and IL (dB) = 10.log10(il).等式(15)进行整理后可以变成下面的等式：等式(17)定义了整个接收机的输入IP2，它也可以不用dBm作单位而写成线性功率单位(毫瓦，mW)的形式：与等式(17)中使用的方法类似，我们也可以分别定义模块1和模块2的IIP21和IIP22：已知 P1(dBm) = PI 且 P2(dBm) = PI

46、+(G1-IL-S),可以从等式(19)、(20)得出:与我们在等式(17)中使用的方法相同,等式(21)、(22)可以写成线性功率单位的形式而不是以dBm为单位。于是分别得出等式(23)和等式(24):其中 S(dB) = 10.log10(s)，IL(dB) = 10.log10(il)。注意，S(dB)和IL(dB)都是正数。再来看等式(16)，两边都除以(pI)1/2,根据等式(18)、(23)和(24)，我们将等式(25)中的各项都用其等价的形式代替，消去pI将等式简化后,我们就得到下面这个改进的IIP2级联方程:从等式(12)可以看出,使用一个高选择性的RF滤波器（s>>

47、;1）,可以将第一级混频器模块的输入IP2（IIP22）对接收机RF前端的总输入IP2（IIP2）的影响降至最低。值得注意的是：在分析级联系统时，第一级混频器的输入IP2(IIP22)应该用等效的IP2代替，它考虑了在RF滤波器中引入选择性的效应，这个等效的IIP22可以写作：在方程(26)的基础上，可以推出更加通用的、计算由M级级联组成的接收机RF前端的总输入IP2的公式。每一级的线性增益为(gn)，输入IP2(iip2n,瓦特)，对引入带内IM2产物的半中频CW信号频率的选择性参数为(sn)：其中Sn(dB) = 10.log10(sn)。电路故障查找的好帮手- 示波器与逻辑分析仪示波器与

48、逻辑分析仪是模拟与数字电路设计上的重要仪器。在电子实验室中最常见的便是示波器，大部分的工程师也能轻易操作它，然而如何能充分发挥这些仪器的功能、存储并显示无失真的波形，以及找出产品不正常工作的问题所在，则是许多硬件研发人员需了解的。本文由基本的取样概念开始，提供几个示波器与逻辑分析仪的秘诀，帮助研发人员更加了解示波器与逻辑分析仪，增强电路查找故障的技巧。   取样技术 要将待测信号真实地经由取样而呈现在示波器上，必须满足奈奎斯Nyquist取样理论，即取样频率fs大于信号最高频率的2倍，以保证信号每一周期上至少有两个取样点： fs > 2 BW 其中，最小的取样率称为奈奎斯取样率

49、。但实际上，要得到较准确的波形，2倍是不够的。 由于取样频率与频宽常被混淆在一起，因此一般示波器会用每秒多少个取样点(Sa/sec)来描述取样频率，而以百万赫兹(MHz)来表示频宽。一般而言，取样技术可分为单次取样和重复取样两大类。 最常见的示波器都是使用单次取样来撷取数据，这也是最直接的方法。取样时只是按照取样频率将整个波形一点一点储存下来，遇到一次触发条件便完成所有取样，因此可以捕捉到非周期性的瞬态，故名为单次取样。单次取样在长时间数据收集时，存储深度是必须考虑的因素。对于一固定的取样频率，每一个通道的存储深度越深，越能撷取越长的数据，否则就必须降低取样频率，牺牲信号的频宽以及分辨率，甚至

50、造成膺频的现象。避免膺频的方法须尽可能提高取样频率，或者仪器本身增加一个低通滤波器（LFT），滤掉过高频的信号 如果我们要捕捉的是周期性信号，示波器就不必在一个周期内完成取样，这个概念衍生出重复取样技术。在每一次遇到触发条件时作取样，最后将多次取样结果相叠重建出波形，因此就像是有了较高取样频率（例如1GHz）的示波器。重复取样技术包括顺序与随机重复取样两种。顺序重复取样技术系在每个触发条件后一段延迟时间取样一点，每次增加延迟的时间 ，只要自触发点到取样点的时间能精确控制，理论上是有最高的准确度。不过取样点越密集，整个重建时间也拖得越久，同时，此种技术无法看到触发点以前（pre-trigger）

51、的数据。随机重复取样，顾名思义为取样点随机分布，因此可能落在触发点以前，示波器的时间电路必须要计算触发点与取样点的时间差，以正确的叠出波形。随机重复取样在每次触发条件附近做5点取样。许多示波器都采用单次取样与随机重复取样技术，在低频时可采用前者，高频时则使用后者。 峰值检测模式（Peak Detect） 在对微处理器进行故障查找上，我们常期望能将无法预期的偶发事件撷取下来观察。例如希望能撷取到一个占空比只有0.005%的窄脉冲，了解造成电路错误动作的原因。传统的取样技术受限于内存有限，在长时间数据搜集时，示波器会自动降低取样率，以避免未捕捉到一个完整波形以前，内存就已经满了。 欲利用拥有50K

52、内存的示波器撷取一毫秒（ns）的数据，取样率应为50MSa/sec，如此一来，只能碰巧才能捕捉到一个2.5ns的窄脉波。峰值检测模式则是储存并显示每个取样周期中的最大值以及最小值，因此无论示波器在何种扫描速率下，都可完全捕捉到2.5ns的窄脉波。 在长时间观察波形时，峰值检测模式是最有用的，不过，若要测量峰值变化的上升时间、脉冲宽度等详细的参数分析，则必须利用高取样率配合毛刺触发，捕捉无失真的波形来观察。 毛刺触发（Glitch trigger） 毛刺是信号上不想要的电压改变，是数字电路中特别常见的问题。虽然有些电路可以允许这些毛刺的存在，但大部份电路却会因为毛刺而产生误动作，造成系统不正常。

53、因此如何辨别毛刺并将其捕捉下来进一步分析，便成为一个重要的课题。 要如何才能分析隔十小时才会发生一次的毛刺呢？我们不可能一直守候在仪器旁，仪器也没有足够的内存来储存数十小时的所有数据 。因此必须告诉它要在毛刺时作触发，将整个毛刺前后的数据撷取下来，以分析毛刺发生的原因。例如不同路径（trace）间的电容耦合、电源涟波、组件上之高瞬态电流、或其它各种可能的事件。因此配合毛刺触发，可在快速时间下利用示波器的高取样速率，仔细捕捉、分析可疑的干扰。 此外，用逻辑分析仪亦可达到类似的功能。在逻辑分析仪的时序分析中，如果信号在两个相邻取样点间，通过门限电压（threshold）两次，便定义并记录为毛刺，这

54、样很容易便可捕捉到恼人的毛刺了。值得注意的是，逻辑分析仪中的“毛刺触发”功能启用时，仪器会内定一个最高的辅助取样速率（例如：1Gsa/sec），根据定义判断是否存在毛刺，不过显示在逻辑分析仪上的仍为内存所储存的数据，也就是将原取样速度之取样结果，再加上毛刺的记录。然而逻辑分析仪的1-bit分辨率只能有0与1的数字基准，若要重建实际波形则可配合逻辑分析仪中的示波器模块做同步（synchronize）来观察。压控晶体振荡器选用中的几个问题摘要本文介绍了压控晶体振荡器电参数的特点以及选用时注意的问题。关键词压控晶体振荡器1、前言压控晶体振荡器（VCXO）是通过红外加控制电压使振荡效率可变或是可以调制

55、的石英晶体振荡器。VCXO主要由石英谐振器、变容二极管和振荡电路组成，其工作原理是通过控制电压来改变变容二极管的电容，从而“牵引”石英谐振器的频率，以达到频率调制的目的。VCXO大多用于锁相技术、频率负反馈调制的目的。VCXO大多用于锁相技术、频率负反馈系统及频率调制，已是通信机、移动电话、寻呼机、全球定位系统（GPS）等众多电子应用系统必不可少的关键部件。VCXO允许频率控制的范围比较宽，牵引度一般为（±35±50）×106，实际可达±200×106。随着现代无线通信系统向高频、宽带、便携式方向发展，要求VCXO具有高频、高性能、频率范围宽、

56、线性度好、频率稳定度优、频率牵引误差小、噪声低和封装尺寸小等特性。世界上各先进国家竞相开发与生产高水平的产品来满足日益增长的市场需求。表1为美国十大著名VCXO厂商生产的VCXO品种、性能和价格1。VCXO技术规范中列有多项性能参数。这些参数往往是相互关联的。我们不能一味追求某些参数的高指标而忽视由此引起的其它参数的劣化。例如，VCXO允许的频率控制范围就是有限制的。一般来说，如果要求VCXO有较大的牵引度，则它在工作温度范围内的频率稳定度就较差。反之，如果对频率稳定度要求高，就很难得到较大的牵引度（>±200×106）。因此，正确了解VCXO的技术规范和使用要求，对

57、于在设计上用好这种器件是很关键的。下面我们将介绍VCXO电参数的特点和选用时应注意的问题。2、VCXO的确定首先，要弄清楚具体应用场合是需要VCXO，还是一般的振荡器。当设计人员希望通过外加控制电压来对振荡器的频率作小范围的调谐时，就应选用VCXO器件。我们把这种振荡器调谐称为牵引度（pullability）。牵引度用106数量级表示。VCXO牵引度的典型值为±50×106±200×106，要得到这种范围的牵引度，VCXO产品一般采用标准圆形石英晶体。为了满足牵引度范围大的要求，设计上须用大尺寸晶体（直接0.25英寸0.35英寸）。此外，如果要得到大范围

58、的牵引度，VCXO产品的晶体应是基模晶体。3、频率稳定度要求VCXO用石英晶体作频率控制元件，其振荡频率在工作温度内是稳定的。当我们对VCXO进行调谐时，振荡频率会发生改变；但偏离标称频率的各个频率值在工作温度范围内同样是稳定的。必须注意，对于一个给定的频率而言，频率稳定度要求越高，要得到大范围的牵引度就越困难。采用硅解决方案，不能获得良好的频率稳定度。这是因为硅存在颤动噪声和相位噪声所致。VCXO采用了石英晶体，频率异常稳定，是目前最好的频率控制器件。表1美国VCXO性能型号公司频率范围/MHz牵引度/×106频率稳定度/×106工作电压/V封装价格/美元S1318S1550SaRonix3212038.88155.52±25/50±50,±100±50±20,±25,±50(070)±100（4085)SMTDIPJVCXOVectronInternational155150203.3SMTCMVK1526K1528CChampionTec