反激式电源设计及应用

1、.为提高大家的兴趣 ,我先讲一点变压器 .大家都知道变压器有两种绕法:顺序绕法和夹层绕法 .这两种绕法对EMI和漏感有不同的影响. 顺序绕法一般漏感为电感量的5%左右 ,但由于初 ,次级只有一个接触面 ,耦合电容较小 ,所以 EMI 比较好 . 夹层绕法一般漏感为电感量的1-3% 左右 ,但由于初 ,次级有两个接触面 ,耦合电容较大 ,所以 EMI 比较难过 .一般 30-40W 以下 ,功率不大 ,漏感能量还可以接受,所以用顺序绕法比较多 ,40W以上 ,漏感的能量较大 ,一般只能用夹层绕法。绕组顺序:夹层绕法一般是先初级的1/2-1/3, 后次级 . 变压器形状 :长宽比越大的变压器漏感越

2、小 . 耦合电容是最大的共模干扰传导途径.漏感产生的干扰频率比较低,也容易处理 . 也许你是不加共模电感吧! 很多的公司都是用的三明治绕制的! 并不是说不能用三明治绕 ,功率稍微大一点也只能用这个方法.否则漏感太大 .只是干扰大小的问题,当然在小功率的时候有更多的考虑,比如取消共摸电感 ,来降低成本 . 我也一直是认为更小的耦合电容对 EMI 有更多的好处 .但我在最近的实验中发现当我把漏感控制在0.5%-0.8% 时,整机电源的效率显著上升,再测传导和辐射发现原本辐射超过标准2个DB变成留有6.4DB 余量 .(说明 :电源输出电压 19V,功率 75w.采用四段式绕法 )。 漏感小后 ,M

3、OS 关断时 D-S 端的震荡波形的幅度会减小,而这是最重要的干扰源 ,小了干扰能量会降低 .如何确定功率 ? 非连续状态下 : 初级电感中的单位时间储存的能量:W=1/2*Lp*Ip2*f， Lp: 初级电感量 ， Ip: 初级电流峰值 ，f: 频率 。 开关管关闭时 ,上述能量向次级传送,一部分被损耗 ,剩下的为输出功率 .功率既不是由电感量确定,也不是由开关管确定,是由你的需要确定 .一般程序是这样 ,由功率和经验效率确定变压器的型号,也可以由 “AP”等书上介绍的方法确定变压器 ,我一般是根据经验确定 ,要求比较严格时用允许温升确定变压器型号.确定变压器后其他参数可算出.包括开关管的电

4、流,这样就可以选管子 .变压器的气隙有相关的公式计算 ,但注意气息一般不要大于1 毫米 ,否则可能引起边缘磁通效应使初级有过热点. 反激电压方式不需要斜率补偿.电流方式大于50%脉宽 ,或为了防止噪音影响需要加,计算方法可参考 3842 应用指南 .变压器的两种屏蔽层 .在小功率电源变压器中 ,一般有两种屏蔽层 ,铜泊和绕组 .铜泊的原理是切断了初次级间杂散电容的路径,让其都对地形成电容 ,其屏蔽效果非常好 ,但工艺 ,成本都上升 .绕组屏蔽两种原理都在起作用 :切断电容路径和电场平衡 .所以绕组的匝数 ,绕向和位置对EMI 的结果都有很大影响.可惜我不会在这里画图来讲解,总之有一点 :屏蔽绕

5、组感应的电压要和被屏蔽绕组工作时的电压方向相反 . 屏蔽绕组的位置对电源的待机功耗有较大的影响.下节讲变压器浸漆和屏蔽绕组位置对待机功耗的影响. 你的屏蔽绕组输出接哪儿?不用接哪儿 ,只接一个脚 !屏蔽在初次级间时 ,其接地可以不接 ,接原边地 ,接次边地 ,接大地几种形式 ,一般接原边的地的情况较多.不知道 cmg 兄是如何处理的. 变压器的外部加屏蔽 ,特别在 flyback中 ,由于要加气隙 ,在批量小或简单起见 ,不是只在中间加 ,而是磁心截面全有气隙,为减小外部气隙的磁场干扰,而加屏蔽的 ,此屏蔽一般接大地 .是 EMI 屏蔽 ,非安全屏蔽 .可以接原边的地线,也可以接原边的高压端

6、,EMI 几乎没有分别 ,因为有高压电容存在,上下对共模信号 (一般大于1M 后以共模干扰为主 )来说是等电位的 . 变压器的外部屏蔽可以不接,也可以接初级地线 ,其对EMI 的影响看绕组内部的情况,但注意安规的问题,接初级地线 ,磁芯就是初级 . 屏蔽绕组对变压器的工作有影响：屏蔽绕组为了起到很好的作用,一般紧靠初级 ,这样它跟初级绕组之间形成一个电容 ,屏蔽绕组一般接初级地线或高压端,这个电容就相当于接在MOS 的 D-S 端 ,很明显造成很大的开通损耗.影响了待机功耗 ,对 3842控制来说还可能引起空载不稳定 .当然 ,加屏蔽也会使漏感增大 ,但此影响在空载时是次要的. 那是不是减小了

7、关断损耗呢?如果关断损耗比开通损耗大呢? 理论上关断损耗会小.但由于关断电路作用都很强,MOS 速度又快 ,所以对关断的损耗影响很小.另外屏蔽引起的损耗严格来说不全算开通损耗,有一部分是导通损耗 ,在开通瞬间和导通后 ,电容放电 .用电流探头可以很明显看到导通瞬间有一个很大的尖峰 . 我觉得在 mos 管导通时 ,屏蔽层等效电容被放电,所以会造成开通损耗,效果就象 mos 管并电容造成损耗,我想 cmg 大师是这个意思吧 . CMG 你好 ,请教屏蔽绕组的饶法 !比如我的屏蔽绕组在初次级之间,那么从磁芯骨架一针起饶,请问方向是不是和初级线圈的方向相反?饶制屏蔽绕组是不是刚好布满一层为选择?那么

8、屏蔽绕组的起始端和终端是不是接同样点 (就是短接后再接出 !)这样是不是和铜泊屏蔽一样? 屏蔽层要充满一层,不能短接 ,饶向有影响 .屏蔽绕组感应的电压要和被屏蔽绕组工作时的电压方向相反.你的意思是要反绕是吗 ? 如果你能反饶也可以,但在生产工艺上是不可能的.可以改变绕组从左到右,或从右到左的方向. 不过为什么不可以呢?把骨架换个向不就搞定了! 可能你没有接触过工厂的生产过程 .骨架换方向当然可以,但生产效率差不多降低40%.变压器的价格就上来了 .1. 实际的电容总有感抗成分在内,在共模频率内 ,接高压端和地线真对EMI 没有分别吗 ? 2. "变压器的外部屏蔽可以不接,也可以接初

9、级地线,其对 EMI 的影响看绕组内部的情况 ",能详细说明一下吗 ?比如顺绕和夹绕时外部屏蔽该怎样处理呢? 3." 磁芯就是初级 "是什么意思 ?3." 磁芯就是初级 " 是什么意思 ? 即磁芯是在一次侧 ,应注意与二次侧之间的安规距离.;.第一个确实几乎没有影响,我测过很多 . 第二个有很多情况 ,我不一一细说 ,只告诉你一个原则 ,绕组最外层如果工作时电压变动大,则接地有巨大的影响,如果变动小 ,也有影响 ,但不是很大 ,当然电源功率本身很大时最好接地.第三个是安规的问题,已经有人说了 .屏蔽形成回路问题的解释：屏蔽是为了抗EMI, 产生

10、的原因是漏感造成的 ,不屏蔽会向变压器周围的空间发射,屏蔽以后会把这部分的能量吸收了,严格来说屏蔽是会多吸收变压器的一点能量 ,这个问题可以形象地来理解为一个内阻很大的电源向外工作带一个负载电阻,很大的内阻是说他只是漏感造成的,对外的感应能力等效于外带负载,屏蔽相当于把外面的负载短路了 ,这样的结果就是外面的负载上得不到能量,也就消除了 EMI 干扰 ,而被多吸收了的能量其实很小,就是因为它只是漏感,相当于电源内阻非常大,所以多吸收的能量其实非常小 ,一般设计时都不会考虑,但其确实存在 .faraday screen and safety screen：书上说 faraday screen 一

11、般采用薄铜片 ,而且不可形成回路 ,原边屏蔽要同原边连接或者加一个隔直电容接到原边地,副边屏蔽要同副边连接,而且连接的方式 ,最好从铜片中点引出 ,以消除电感耦合 .对于 safety screen 要接地 ,但是书上说 saftey screen 的额定电流值要至少为电源保险丝的3 倍 ,这是为什么 ?还有对于磁心加气隙,而采用外部屏蔽 ,屏蔽的宽度是否很有讲究 . 3 倍之说需要查安规 .但其原理是明显的,如果安全屏蔽的保险丝电流额定值比电源保险丝小或一样大,则发生短路时可能安全屏蔽的保险丝先断,起不到安全屏蔽的作用 .至于外部屏蔽 ,首先要满足安规的要求,在此前提下 ,当然宽一些会好一点

12、,但增加了成本 ,只要把两半磁心的结合面 （菜鸟评：一语中的，就是消除漏感）包住就好了 ,还有一个更好的方法 ,让铜带直接接触磁心（菜鸟评：好家伙，可以增强磁导率，减小漏感！） .我也来说一点吧： 3. “磁芯就是初级 ”是什么意思 ?磁芯本身是既可当成一次侧,也可当成二次侧 ,如果你初级用双层绝缘线,使磁芯与初级绕组有加强绝缘,则磁芯算二次侧 ,要与一次侧保持安规距离 ,如次级绕组用双层绝缘线 ,则磁芯算一次侧 ,要与二次侧保持安规距离,cmg 大哥则是把磁芯当成一次侧了,所以此时要注意二次侧出线脚与磁芯的距离,如距离不够则磁芯要绝缘胶布反包 .很多人对反激电源开关转换期间的过程不清楚,以至

13、于产生电流突变等想法.我来详细解释一下: MOS 关断后 ,初级电流给 MOS输出电容和变压器杂散电容充电(实际杂散电容放电 ,为简单 ,我们统一说充电 ),然后 DS 端电压谐振上升 ,由于电流很大 ,谐振电路 Q 值很小【 由于电流很大 ,谐振电路 Q 值很小 ?不太明白 ,Q=1/R* 根号 (L/C), 是不是很大啊 ? You are right.】 ,所以基本上是线性上升,当 DS 端电压上升到在次级的电压达到输出电压加整流管的电压后,本应该次级就导通 ,但由于次极漏感的影响,电压还会上升一些来克服次级漏感的影响,这样反映到初级的电压也略高于正常反射电压,在这样条件下 ,次级电流开

14、始上升, 初级电流开始下降 ,但不要忘记初级的漏感,它由于不能偶合,所以它的能量要释放 ,这时是漏感和MOS 输出电容 ,变压器杂散电容谐振 ,电压冲高 ,形成几个震荡 ,能量在嵌位电路消耗掉 ,这里要注意一点 ,漏感的电流始终是和初级电流串联的,所以漏感电流的下降过程就是次级电流的上升过程 ,而漏感电流的下降过程是由嵌位电路电容上的电压和反射电压的差来决定的,此差越大 ,下降越快 ,转换过程越快 ,明显效率会提高 ,转换的过程是电压电流叠加的过程.用RC 做吸收时 ,由于稳态时 C 上的电压和反射电压差别不是太大,所以转换过程慢 ,效率低 ,用 TVS 做吸收时 ,其允许电压和反射电压差很多

15、,所以转换快 ,效率高 ,当然 RC 耗电是另一个方面 .我曾经在 21ic 上请教过您一些问题,对于 mos 的关断 ,通过您上面的分析 ,已经很透彻了 ,其他拓扑应是同样的原理,比如正激 ,在 mos 关断后 ,副边折射电流与激磁电流对coss充电 ,电压上升到 vin 后 ,按理折射电流应变为零,但正由于漏感的影响 ,使电流并不太突变只剩下激磁电流,正是这个原因 ,导致电流与电压重叠时间过长,mos 端并电容也没有明显效果,所以只能减少漏感来减小关端重叠时间,实现零电压关端 ,我要问的是激磁电感与漏感在一个什么样的比列下才算正常呢,我目前变压器激磁电感20uh,漏感为 2uh,我总怀疑漏

16、感太大,您说有无道理呢 ? 我详细的看了你的帖子 ,基本同意你的分析.1、“当 DS 端电压上升到在次级的电压达到输出电压加整流管的电压后,本应该次级就导通”,这种等效方式 ,能不能具体介绍 (包括介绍些文献 ,这个对理解变压器的能量传输意义重大).根据这段文章是不是可以得出这样的结论:反激式变换器初次级电压差越大,转换就越快 ,效率就越高 ? 2、“漏感电流的下降过程就是次级电流的上升过程 ”,完全正确 ,而且漏感电流和次极电流都是在维持磁场的能量(楞次定律 ).由此可知 :漏感电流存在的时间越短、量值越小(漏感越小 ),则次极电流建立的时间也越短、量值越大 ,越有利于能量的传输 ,也有助于

17、效率的提升 .所以 ,减小漏感的目的在此! 基本同意说明有些不认同 ,说出来共同分析一下.你的1得出的结论是不对的,和我的原意不符 .可能我的语文表达差一些.我的意思是初级电压上升,次级也跟着升 ,当次级的电压达到次级输出电压加整流管的压降后,次极整流管应该导通.我再解释一下 ,你看是不是这样： 1、;.与其说“杂散电容放”不电,如杂散电容反向充电.来2、得“漏准感确电流的下降过程是由嵌位电路电容上的电压和反”,射无电论压怎,的漏样差感来电决流定的的下降过程是非的,故而激起的自感电压是远高于副(MOSFET边反射关电断压的尖峰应是因),此关而断起时RCD刻 上的电压应由自感电,而压和决反定射电

18、压.3无、关RCD 吸收回路吸收初级储能是因为与反射电,反压激串过联程始终.用存TVS,在选择合适的工作电压可.。对避于免第之2点是由电磁定律决:u=ldi/dt;定的其中l是原边漏,其感电流的变化必然感应出电压,此电压值由外部电,由路公决式定可,感知应电压越,电高流变化越,开快关管上的电压电流交叉,关时断间损越耗短越.(因小漏感与原边励磁电,故感原串边联漏感厨师电流等关管关断时的电.)流，值其实这,cmg些已说过了我。来说说： 1.怎么说都没有关系,关键是理解这个过程,MOS 导通时杂散电容电压是上正下负,转换过程结束后是下正上负.2 用 RCD 吸收 ,漏感电流下降激起的电压一般不会高于副

19、边反射电压.C 上的电压是反射电压和漏感电压的和,当 MOS 关断时 ,C 上的电压和反射电压的差决定了漏感的电流下降速度,差 U=Llou*dI/dT. 当然 C 上的电压也包括漏感引起的一个尖峰,C 越大时此尖峰也越小.用 TVS 时因为没有C,此尖峰就是TVS 的稳压值 . 3.这个问题实际上已说过,RCD 的能量有两部分 ,漏感能量和一点励磁能量,原因很简单 :我们设想变压器没有漏感,MOS 关断时反射电压还是加在R 上 ,当然要耗能 . 不知是否满意?为什么漏感电流和次极电流都是?次在极维电持流磁输场出不是磁能变为电,怎能么的叫过维程持吗?磁根场据B-H 曲线,B 不是在减小?1吗、

20、你用安培环路定律做个.积2、分反看激变压器的电流是从异名端,你流用出右去手的螺旋定则看看是不是和先前的.磁场方向一致漏感对电源的影响应是多,一个般方分面析的理想,都状忽态约了漏,感那值实际应用,激中磁与漏感比列应再一个怎样的?比合如理我范的围激呢磁20UH,为漏感为1.5UH, 是否太?大一个经验值 .顺序绕法 (先初级 ,后次级 ) 一般漏感为电感量的5%左右 .三明治绕法 ,一般在 3%以下 ,用屏蔽好的磁心和绕线顺序可达1%以下 .RCD 吸收回,如路果電容很,但大RC 時間常數還是開關周1/10期到的1/5.那損耗就會.很會大不會RC 回路不隻吸收漏感,還能消量耗了一部份初級電感蓄.也

21、積就的是能,當說量 MOSFET 關斷後,變壓器初級電感蓄能大部分通,還過有次一級部釋分放RC被回路吸.加收上電容上的直流(n*(V電o+Vd)壓在電阻上的損耗會.首很先加大在電容上的直流電壓不是(n*(V o+Vd), 如果是这个电压 ,则电源的转换时间将非常长.一定会比这个电压高 . 其次 ,RCD吸收回路吸收的能量恰恰像你说的,是由两部分组成 ,一部分是漏感的能量 ,还有一部分是初级电感储能 .这后一部分是很多人不会想到的.RC 吸收电路的设计： 开关管和输出整流管的振铃是每个电源设计工程师最讨厌的事情.过度的振铃引起的过压可能使器件损坏,引起高频 EMI 问题 ,或者环路不稳 ,解决的

22、办法通常是加一个 RC 吸收电路 .但很多人不知该如何选取RC 的值 . 首先在不加吸收电路轻载下用示波器测量振铃的频率,但注意用低电容的探头 ,因为探头的电容会引起振铃频率的改变,使设计结果不准 . 其次 ,在测量振铃频率时尽可能在【菜鸟认为应该是输入电压】工作的最高电压下,因为振铃的频率会随电压升高而变化,这主要是 MOS 或二极管的输出电容会随电压而变化 . 振铃产生的原因是等效RLC 电路的震荡 ,对于一个低损的电路 ,这种震荡可能持续几个周期.要阻尼此震荡 ,我们要先知道此震荡的一个参数,对 MOS, 漏感是引起震荡的主要电感 ,此值可以测出 ,对二极管 ,电容是主要因素 ,可以有手

23、册查出 .计算其阻抗 :知道 L,则 Z=2*3.14*f*L;知道 C,Z=1/(2*3.14*f*C).先试选 R=Z, 通常足可以控制震铃 . 但损耗可能很高 ,这时需要串联一个电容来减小阻尼电路的功率损耗.可如此计算 C 值:C=1/(3.14*f*R).增加 C 值损耗就增加 ,但阻尼作用加强 ,减小 C 值当然是相反的作用. 电阻的损耗 P=C*(V*V)Fs. 当然在某些电路形式里面损耗可能是0.5P. 实际中 ,可依计算的值为基础 ,根据实验做一些调整 .如果是两,一路路功率大输出电,另压一高路功率,输小出电压,则低那一路靠近?初靠级近磁芯的应N*I该是值大的那.路反激电源多路

24、输出交叉调整率的产生原因和改进方法（CCM 状态的反激电源） ：理论上反激电源比正激电源更适用于多路输出,但实际上反激电源的多路输出交叉调整率比正激电源更难做 ,这主要是正激后面加了个耦合电感,而反激的漏感不是零 . 很多人做反激电源时都遇到这个问题,一路输出稳定性非常好,但多路输出时 （没有直接取反馈路的） 电压会随其他路的负载变化而剧烈变化,这是什么原因呢 ? 原来 ,在 MOS 关断 ,次级输出时能量的分配是有规律的,它是按漏感的大小来分配,具体是按匝比的平方来分配(这个可以证明 ,把其他路等效到一路就可得出结果)如 :5V3 匝 ,漏感 1uH,12V7 匝 ,如果漏感为 (7/3)(

25、 平方 )*1=5.4uH, 则两路输出的电流变化率是一样的,没有交叉调整率的问题,但如果漏感不匹配时 ,就会有很多方面影响到输出调整率:1.次级漏感 ,这是明显的 ; 2,输入电压 ,如果设计不是很连续,则在高压时进入DCM 状态 ,DCM 时由于电流没有后面的平台,漏感影响更显著 . 改进方法 :1,变压器工艺 ,让功率比较大 ,电压比较低的绕组最靠近初级,其漏感最小 ,电压比较高 ,功率比较小的远离初级,这样就增加了其漏感 .2,电路方法 ,电压输出较高的绕组在整流管前面加一个小;.的磁珠或一个小的电感 ,人为增加其漏感 ,这样电流的变化率就接近于主输出,电压就稳定 .3,电压相近的输出

26、 ,如 :3.3V 5V,按我们的解释其漏感应该差别很小,这时就要把这两个绕组绕在同一层里面 ,甚至有时候5V 要借用 3.3的绕组 ,也就是所谓的堆叠绕法,来保证其漏感比 . 另外有时候电压不平衡是由于算出的匝数不为整数造成的,如半匝 ,当然半匝是有办法绕的 ,但半匝的绕法也是很危险的(可参考其他资料 ),这时我们可以通过二极管的压降来调整,如12V用7匝 ,5V用 3 匝 ,如果发现12V 偏高 ,则 12V 借用 5V的 3匝 ,但剩下的 4 匝的起点从5V 输出的整流管后面连接,则 12V 的整流管的压降为两组输出整流管的压降和,如 :0.5(5V)+0.7(12V)=1.2V,另外

27、12V 输出负载变化时 ,其电流必然引起5V 整流管的压降变化 ,也就是5V 输出变化 ,而 5V 的变化会通过反馈调整,这样也间接控制了 12V.1、关于匝比平方的问题是这样的:电感值L= 匝数的平方 *AL( 磁芯的电感因子 ).本质上还是电感量的问题.能量 :P=1/2LI2.2、漏感随便怎么调 ,如果不采取稳压措施一个绕组的负载状态 (I) 都会影响另一绕组.(个人观点 )。1.你说的问题是电感的电感量,而漏感是不遵守这个规律的,你可以把其他组的电压,电流 ,漏感等效到一组 ,然后 就看到我的结论 ,只有每个绕组的电流上升率一样时 ,理论上电压就不会再随负载而变化. 2.因为漏感受很多

28、因素的影响 ,不可能完全调整到理想状态 ,所以实际上一个绕组还会影响另一个绕组,但可以把这个影响减到实际产品可应用的水平,而不需要加二次稳压 .其实还有很多方法来改进交叉调整率 ,如减小原边的反激电压和 VOR 一样 ,交调就解决了。成变压器的一个绕组 .RCD 电路的电阻 ,但会造成很大的耗能,所以没列在里面,还有能量再生绕组,它是把能量反送会电网,属于反激软开关的类型之一. 只要说的很对，问题是无法保证一样.用能量再生绕组能保证基本一样,但输入电压必需基本固定. 注 :能量再生绕组是把LCD 嵌位的L 做（经过一段争论之后 ）我的理论是对工作在 CCM 状态的反激电源来说的 ,这一点没有特

29、别注明是我的疏忽. 但是即使在 DCM状态也不影响它的指导意义,此篇论文恰恰证明了此点,就是你说的交调的研究结果.文中例子 ,out1 是 3 匝 ,out2 是 4 匝 ,漏感都是 9.8uH, 反馈 out1,结果 out2 偏高很多 ,因为根据我的理论out2 输出电压高 ,所以其漏感应该大才对 ,但它的漏感和 out1 一样 ,因此其电压就高,其原因就是这一路电流上升率快,完全符合我的理论 .此文作者的解决方法也是在输出电压高的out2 加了一个 0.36uH漏感 ,结果 out2的交调好了很多(9.8uH 为反射到初级的漏感,在此级漏感是很小的 ),这不是跟我讲的改进方法是一样的吗?

30、 我讲的东西都是有理论解释,并且是在我的实践中证明了的,实践证明的东西并不会因为某某人写一篇论文而变化,如果它根据理论得出与我相反的结论,则其论文必定是错误的,原因很简单 ,它跟实际不符 .很幸运 (是此论文的作者 ) 她的结论和我给出的方法是一样的,所以应该是正确的 .我以前只测过初级的漏感,方法是把除初级绕组外的所有绕组短路,用电桥测初级的电感量.对否 ?次级的漏感因很小,用此法很难测准 ,请赐教方法。 把次级漏感看作次级的一个负载,按变比换算到初级 .在初级没法测 . 就是说无论初级还是次级,要测谁的漏感还只能短路其它绕组后测其本身(无论是否测得准 )对否 ? 是这样 .请问正激与反激的

31、区别?是不是只是次级的饶线刚好相反?和饶线方式无关，正激:开关管开通即向次级传递能量,关断期间由输出回路电感向负载释放能量；反激:开关管开通能量通过变压器初级储存在磁心中,关断时能量通过变压器次级向负载释放,在开关管开通期间,输出能量由输出回路电容提供.这也是为什么反激电源的输出电容远远大于正激的原因。关键是搞清楚同名端 ,同名端的正确定义是 :从该端流入的电流能使磁芯的磁场加强. 图 1是正激，图 2是反激。;.变压器的同名端在不在一起(比如正激 )是人为 (绕线 )还是电路结构决定 ? 你是想问电路图中的同名端的标记该怎么标是不是?电路图中同名端的标记是随意加的,它只和输出二极管的接法有关 .但实际在饶制变压器时,和你饶线的方式有关(顺时针或逆时针 ),可测出来的 .比如 :上面图 3