单相有源功率因数校正电路仿真

1、单相有源功率因数校正电路仿真摘要：传统的AC-DC换器的广泛应用对电网产生了大量的谐波污染。有源功率因数校正技术（APFC）是抑制谐波电流、提高功率因数的行之有效的办法。本文论 述了单相功率因数校正 APFC的原理和方法，通过对 Boost型滞环控制的DC-DC 变换器采用Matlab进行仿真，获得了最后校正的功率因数结果，说明这种 PFC 方案的能获得良好的效果，适用丁多种场合。关键词：有源功率因数校正，Boost电路，滞环控制1绪论功率因数指的是有效功率与总耗电量 （视在功率）之间的关系。功率因数可 以衡量电力被有效利用的程度，当功率因数值越大,代表其电能利用率越高。交 换式电源供电器上的

2、功率因数校正器的运作原理是通过控制调整交流电电流输入波形，使其与直流电电压波形尽可能一致， 让功率因数趋近丁 1.折对丁电力需 求量达到某一个水平的电子设备而言是很重要的， 否则，电力设备系统消耗的电 能可能超出其规格，极可能干扰同系统的其他电子设备。2功率因数的定义和校正原理根据电工学的基本理论功率因数（PD的定义：交流输入有功功率（P）与 视在功率（S）的比值，用公式表示为：P U111 cosI1PF = ； = = cos = cos（1）式中：Ui表示输入基波电流有效值；cos*表示基波电压与基波电流之间的位移 因数；了表示输入电流畸变因数；Irms表示输入电流有效值。可见PF由电流

3、畸变 因数7和位移因数cos©决定，cos*小表示用电设备的功率大，在有功功率不变 的情况下实在功率增加，线路总电流增大，线路传输压降也将增大，倒是电气设 备容量增加，利用率低，导线、变压器绕组损耗大，严重影响电网的供电质量， 变化快时甚至可以导致电网崩溃。输入电流即便因数Y值低，表示输入电流谐波分量大，将造成输入电流波形畸变，对电网造成污染，使用电设备产生机械振动、 噪声、过电压，损坏电子设备。在实际的电能运用和传输中，最主要的危害是电 流的畸变引起的谐波而污染电网，因此，可以说谐波的抑制电路即为功率因数校正电路。不良的功率因数主要发生在整流电路中， 特别是开关整流电路。在整流电路

4、 中，AC/DC前端通常有桥式整流器和大容量滤波器组成，如图1（a）,其滤波电容的设置使输出电压平滑。但是，对电流来说，只有当线路的峰值电压大丁滤波电 容两端的电压时，整流元件中才有电流流过。这样就使电流呈现尖脉冲形式，如 图1（b）,这种尖脉冲波中含有大量的高次谐波。(a)(b)图1常用整流桥结构与电力电压波形3功率因数校正器拓扑及控制策略是电路拓扑结构的分析,功率因数校正电路的研究主要包括两方面的内容, 是控制策略的研究。3.1功率因数校正器典型电路结构从原理上说，任何一种 DC/DC变换器拓扑都可以作为 PFC主电路。DC/DC变换 器包括降压式（Buck）变换器、升压式（Boost）变

5、换器、升降压（Buck-Boost皮换器、 Cuk变换器、反激式（Flyback皮换器等。从电路拓扑结构上看，Buck电路和Boost 电路是最基本的两种变换器，其余变换器都是由这两种基本结构演化而来。3.2功率因数校正器控制策略电力电子电路的六种基本拓扑结构都可以构成 PFC由丁 Boost电路优点独 特，在实际应用中最为广泛。功率因数校正器的控制策略按输入电感电流是否连 续，可分为电流连续导通模式（CCM利电流不连续导通模式（DCM）,以及介入其 中的电流临界模式（BCM有的电路还根据负载功率的大小使得变换器在 DCM和 CCM模式之间相互转换，成为混联模式（MCM）。3.2.1 DCM控

6、制策略DCM控制乂称为电压跟踪法，是功率因数校正控制中一种简单实用的方法， 应用较为广泛。它不需要检测输入电压和输入电流，功率开关管就以一定的占空 比使输入电流按正弦规律变化。概括起来，DCM控制模式的特点有：1）控制电路简单，现有开关电源PWM控制用集成电路均可作为电压跟随型 PFC电路的控制器；2）输入电流自动跟踪输入电压相位，且具有较小的电流畸变率；3）功率开关管能实现零电流开通，且不许承受二极管的反向恢复电流；4）有较大输入输出电流纹波，要求高性能滤波电路；5）平均电流远低丁峰值电流而导致期间需承受较大的应力；6）单相PFC率一般小丁 200W，三相PFE率一般小丁 10Kw。（1）包

7、频控制图2为Boost电路的DCM控制原理图。包频控制的功率开关管的频率保持 包定，工作原理是当输入电压的有效值与输出功率包定时，通过电压环可以保证占空比包定，从而使得输入电流峰值与输入电压成正比， 达到输入电流波形自动 跟随输入电压波形，实现功率校正的目的。为了确保稳态时输出占空比在半个工频周期保持不变，E/A取10-20HZ。包频控制时开关周期包定，因此电感电流并不连续。如图2所示电感电流在一个周 期内的平均值为：UgTon(Ton Tdon)I L =2LTs式中：Ug为整流后的电压；Ton为功率开关管VS的导通时间;Tdon为二极管VD的续流时间；Ts为开关周期。ug图2 Boost电

8、路DCM控制原理图若式(2)中二极管VD的续流时间保持包定，则DC/DC变换器输入侧可效为一 个阻性负载，从而使得整流器交流侧电压电流同相位。 但实际上，在半个工频周 期内电感电流下降时间爱你并不包定， 导致输入平均电流发生畸变，此控制方式 具有控制电路简单，功率因数的理想值不能达到1的特点，若想输入电流畸变程 度变小，则输出电压与输入电压峰值的比值就应增加。(2)变频控制对丁式(2),假设Ts =Ton Toff,则输入平均电流即电感电流在一个周期内的 平均值为：IUgTonl 一 2L由式(3)可知，Il只与功率开关管的导通时间有关，若保持导通时间包定，则理 论上可认为输入电流无畸变，这就

9、是包频控制的原理。此控制方式虽然占空比和 开关周期均布包定，但当输入电压的有效值与输出功率包定时，功率开关管的导 通时间可保持包定，因而占空比也是变化的，从而使得输入电流具有大量的高频 纹波分量，因而增加了 EMI滤波的设计难度。3.2.2 CCM控制策略CCM控制策略有直接电流控制和坚决误电流控制之分。CCM控制策略相对丁 DCM控制策略来说，其优点是：1) 输出和输入电流纹波小、滤波容易；2) RMS电流小，器件导通损耗小；3) 适用丁大功率场合。直接电流控制直接电流控制来源丁 DC/DC变换器的电流控制模式。其工作原理是将输出 电压误差信号与输入电压信号相乘, 得到电流控制器的电流给定信

10、号,电流控制 器控制输入电流按此信号变化，从而实现输入电流与输入电压同相位。 由丁其控 制结构中含有乘法器，因此也叫乘法控制器，是目前应用最多的控制方式之一。直接电流控制以检测到的整流器输入电流作为其反馈和被控量，因而具有系统动态响应快、电流控制精度高、限流容易等优点。其缺点是需要宽频带的电流 传感器来检测输入电流而导致成本过高。同时乘法器的非线性失真增加了输入电 流的谐波含量。由丁输入电流总带有一些开关频率文博的，因此必须据顶反馈哪 一个电流，根据控制结构中检测电流的不同，直接电流控制可分为峰值电流控制、 平均电流控制、滞环电流控制三种控制方式。这三种方法的基本特点如表1所示表1三种控制方式

11、基本特点峰值电流开关电流恒定CCMBoost敏感需斜坡补偿滞环电流电感电流变频CCMBoost敏感需逻辑控制平均电流1需电流误差放大间接电流控制间接电流控制乂称为幅值相位控制， 是一种基丁工频稳态的控制方法，其基 本思想是通过控制整流器输入电压基波的相位和幅值来间接的控制输入电感电 流。间接电流控制具有结构简单，开关机理活晰的优点，但也存在如下缺点：1）需外加过流保护电路来弥补自身无限流功能的缺陷；2）系统电流从一稳态到另一稳态过渡时会出现直流分量；3）系统动态响应慢。4有源功率校正电路的工作原理有源功率因数校正（Active Power Factor Correction, APF。电路，是

12、指在传 统的不控整流中融入有源器件，使得交流侧电流在一定程度上正弦化， 从而减少 装置的非线性、改善功率因数的一种高频整流电路。基本的单相APF。电路在单相桥式不可控整流器和负载电阻之间增加了一个 DC-DC功率变换电路，通常采用 Boost电路。通过适当的控制 Boost电路中开关 管的通断，将整流器的输入电流校正成为与电网电压同相位的正弦波，消除谐波和无功电流，将电网功率因数提高到近似为1。其电路原理图如图3所示。假定开关频率足够高，保证电感L的电流连续；输出电容C足够大，输出电 压u。可认为是包定直流电压。电网电压 Ui为理想正弦，即Ui=UmSincot,则不可 控整流桥的输出电压Ud

13、为正弦半波，Ud =|u |=Um |sint |。当开关管Q导通时，Ud对电感充电，电感电流增加，电容C向负载放电； 当Q关断，二极管D导通时，电感两端电压uL反向，ud和uL对电容充电，电感 电流L减小。电感电流满足下式：L diL u；Um |siKt |,tk <t <tk +tondt L Um |sin 11 -u°,tk ton < t : tk - Ts通过控制Q的通断，即调节占空比D,可以控制电感电流iL。若能控制iL近 似为正弦半波电流，且与 化同相位，则整流桥交流侧电流ii也近似为正弦电流， 且与电网电压ui同相位，即可达到功率因数校正的目的。

14、为此需要引入闭环控制。控制器必须实现以下两个要求：一是实现输出直流电压 u。的调节，使其达到 给定值，而是保证网侧电流正弦化，且功率因数为 1。即在稳定输出电压uo的情 况下，使电感电流iL与ud波形相同。采用电压外环、电流内环的单相 APF或闭 环控制原理如图4所示。图4 APFC控制框图. . 一 * . .电压外环的任务是得到可以头现控制目标的电感电流指令值L。给正输出电、 . * . . . . . 一、 一,. . . . 一 .一、 ,.压u。减去测量到的实际输出电压u。的差值，经PI调节器后输出电感电流的幅值 指令IL 0测量到的整流桥出口电压ud除以其幅值Um后，可以得到表示u

15、d波形的 量ud , ud为幅值为1的正弦半波，相位与ud相同。Il与ud相乘，便可以得到电 感电流的指令值iL。iL为与W同相位的正弦半波电流，其幅值可控制直流电压u。 的大小。电流内环的任务是通过控制开关管 Q的通断，使实际的电感电流iL跟踪其指 令值iL。本文米用置换电流控制方法。根据电感电流的公式，当 Q导通时电感电 流增大，而当Q关断时电感电流减小。令iL减去iL,若差值虬大丁规定的上限AiLmax，则令Q导通，以增大；若差值瓦小丁规定的下限 Mmin ( &Lmin<0),则令Q关断，以减小虹。通过滞环控制，可以保证实际的电感电流在其指令值* ， 、一 一 一iL附近

16、波动，波动的大小与徊环克度有关，即与设正的Amax和&Lmin有关。5单相有源功率因数校正电路仿真5.1建立仿真模型在Matlab/Simulink中建立采用Boost电路的单相有源功率因数校正电路的仿 真模型，如图4所示。图5 APFC仿真模型图5的仿真模型中 Mosfet和 Diode模块来自 SimPowerSystemPower Electronics模型库中。直流电压指令值为 400V,采用SimulinkSources模型库中 的costant实现。“PID Controller” 模块在 Simulink ExtrasAdditional Liner模型库中，参数设 置如

17、图5所示。滞环比较器采用SimulinkDiscontinuities模型库中的“ Relay模块。滞环宽 度设为-1,1,即 Relay中的 Switch on point 为 1, Switch off point 为-1。参数设置 如图7所示。PID CrilcellvcThi童 Limitcufitxiiuui.JUM PIb wml二qL xlfCEiUiri "讪 Li侦也宙" 独粉站.*己33errerTiall rejet> arid sigTiil traclfirig. Tot tine the PIT gminF otcriafically ns

18、iii 1"t>jnr bust ari 4 = eq|uiE=X 5i:ilLrJc 口ti£-5i<n).:gtwlLm |flt | pjrn； dUl.lTilt或 C a nt amaiM-i i is r'lsreE-lLf.-Ifeiri | FID dldvnAMd | Dhi * Ijpt* Strte AttriliutesCnnixcllirt mv i hi r1'c.a poxt i>3111111 (F ;02S Lllidble jJ. qInt egral (I); EF £ 】Iidh. . IT

19、nitiel conditions5 口心匚<*iwterriil Tiset: 加便图6 PID模块参数设置RelrayOutput rhe specified ' onp or ' afvalue ty conparing the input to the apecifLei thregholds. Thwaff state of reay £s nnt sfferted byinput btrwBsni ths ijppeT Mid L&vsr limits.Hhm | 5谜1函心-口瞄"：Switch ar. poiitt:;DSwit

20、ch al f p o nut:亍Output wt.eii an TOutput view off： Enable scro- cr o a ing det crtioni.Swiple tinf (-L f de1 inherited):-J图7 Relay模块参数设置输入电压有效值为220V,频率50H乙输出直流电压指令Uo为400V;电感L=6mH;电容 C=320uF;负载电阻 R=160D ;在二极管整流桥中，Rs =1e5Q , Cs=1e-6F , Rn=1e-0 , L°n =0,Vf = 0 ;开关管 Q 采用 MOSFET RhO.OOIQ , Lon=0, R

21、 =0.0G , Vf = 0 , L = 0, R=1e5Q , Cs = inf ；Boost 电路中二极管参数，Ron=0.00Q , y=0,Vf=0.8V ,Ic=0, Rs =500Q , Cs=250e-9F。5.2仿真结果分析利用powergui将仿真设置为离散模型，T$=1e-6。将仿真参数的Start time设置为0, stop time设置为0.5。其他为默认参数。启动仿真程序进行仿真直流电压波形如图8所示。直流电压的平均值为 400.1V。如图9所示，基 本满足控制器实现输出直流电压Uo调节的要求。从图7中可以看出，直流侧电压 值随时间波动，对其进行FFT分析，如图1

22、0和图11所示，克制直流电压波动周 期为0.01ms,频率为工频的两倍。图8直流电压波形-JOO 6|Mean(linear)图9直流电压平均值这是由单相电路的瞬时功率波动引起的。记录Ud与L波形、Ui与L波形分别如图12和图13示，两图中的右上角图形 皆为局部波形放大图。从图12中可以看出电流和电压是同相位的，即功率因数基本为 1。也可以 从图10中Fourier模块的相角得出电流与电压同相位。从图 14稳态值的相角可 以看出电流和电压基本同相位。这满足控制器实现网测电流正弦化， 且功率因数 为1的要求，从而达到了 APFC的目的。交流侧THD及基波功率的计算如图 15。L的THDi =0.

23、1379 , P=1063, Q=-19.8241043031004 0.4D1 C.4C2 2.403 0.404 0.心。.硕 0.40? 0.4CS 0 439Tme (s)Signal to analyza")Disp的y sHcczcd 率厦 Ces|m :n wiidcviFFT window: 1 of 50 eye I os of sdoctod signalFr&qu*(icy (Tz(T-i-'u'CBIUJEFen 一llvAvailableSrjriHirsSGJptDildInp jt:inpul 1Signal nuribe&quo

24、t;： 1IFFT windowSort tint (a): 04Number ol cycles- 1Furdansirtal fracuency (Hx). 倾IFFT settingsOiWld? 91lEEfl":rslflivs : f jridamcntal)Bas t value |l。一Frequency axis.Hort:MaxF%如住nzy E2 :1G3-C图10 FFT分析参数设置对话框及分析结果Toal HarmoniG Discorclon (THD =，告Maxirr'Jir. nattt.ctl lc fre q:e ncyused for

25、THD calculavion = 9SSO0i00 Hz (S95xh hanuoniG)0Hz(DC)2998.0190.0°100He(ffnd:100.00%18*0°2 00Hz(h2>2.0450L3 00HeW)Q.3队-30.2*4 00Hz(h4)0.05%5 00Hz(MS)0.0 5 金-73.4*600Ha(t>0-0612® 5。Hz(h?)0,04%237.5CEOO澄(M3>O 。孙zise9QQHz<h9>。.。6%153.4”图11 FFT分析结果Ud,iL图14电流、电压基波相角4003002001

26、000-100-200-300-400 0ui,ii-400time(s)time(s)图12 Ud与iL波形ui,ii0.10.20.30.40.50.6time(s)图13 Ui与ii波形则由以下公式t a gnl l HDa 13751iV Msa.k .11七。DisciiebsAcUve & ReactivePcwer图 15 Discrete Active & Reactive Power=0.990611v =1 THDi2. 1 0.13792P1063DPF = cos 1 =22 =22 = 0.9998可计算出总的功率因数 = vcosi =0.9904

27、1(6)将滞环宽度改为-0.5 0.5后进行仿真。对比两种滞环宽度下的交流侧电流, 经放大后可以看出电流纹波更小了。如图 16所示。x 10图16滞环宽度改变后ii波形功率因数计算:THDi =0.08199, P=1066, Q =-22.15v = 0.9967.1 THD：.1 0.081992DPF = cos =.罗66 三=0.9998(8)= vcos =0.9965可见，滞环宽度为-0.5 0.5 后，功率因数提高了，更接近丁 1.这是因为 滞环宽度变小后，就意味着流过电感的电流在其指令值附近的波动的范围更小了， 这样就使谐波电流得到了抑制。THDi值变小，导致v值增大，从而使功率因数增大。功率因数的提高和交流侧的谐波减小，对丁交流电网来说能使干扰变小。Mean In (a)(b)IIangleFounerlmagnitude signalaVMaoLV_IpqDiscreteArt ve & Rea rtkePnW