课程设计异步电动机电流滞环矢量控制系统

1、 现代电力传动系统题 目异步电动机采用电流滞环控制型PWM控制技术的矢量控制系统学 院专业班级学 号姓 名指导教师II摘要异步电动机的动态数学模型是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统，由磁链方程、电压方程、转矩方程和运动方程组成，为非线性，所以控制起来极为不便。异步电机的模型之所以复杂，关键在于各个磁通间的耦合。如果把异步电动机模型解耦成有磁链和转速分别控制的简单模型，就可以模拟直流电动机的控制模型来控制交流电动机。本文研究了按转子磁链定向的矢量控制系统的电流闭环控制的设计方法，通过坐标变换，在按转子磁链定向同步旋转正交坐标系中，得到等效的直流电动机模型，然后仿照直流电动机的控制方法控制电磁

2、转矩与转速，将转子磁链定向坐标系中的控制量反变换得到异步电动机所需的三相定子电流，然后利用电流滞环跟踪PWM控制技术，在三相定子坐标系中完成电流闭环控制，实现对异步电动机转速控制，完成按转子磁链定向矢量控制系统的设计，并用MATLAB进行仿真。关键字：异步电动机、直流电动机、电流滞环跟踪PWM控制、MATLAB仿真目 录摘要I第1章 绪论11.1 课题研究背景及现状11.2 交流调速系统发展概况11.3课题研究的主要内容3第2章异步电动机的数学模型及矢量控制原理42.1整体方案设计原理42.2仿真模型各个模块介绍52.2.1坐标变换52.2.2两相静止-旋转正交变换（2s/2r变换）62.2.

3、3旋转角度的计算72.2.4磁链的计算82.2.5 转速调节器（ASR）82.2.6 转子磁链调节器（APR）92.3异步电动机矢量控制原理9第3章 电流滞环跟踪PWM(CHBPWM)控制技术113.1电流滞环跟踪控制原理113.2 滞环宽度分析123.3电流滞环跟踪控制的特点133.4电流滞环控制型PWM变频器14第4章仿真模型搭建与结果分析154.1电机参数的设定154.2仿真结果16致谢18参考文献19武汉理工大学现代电力传动系统课程设计说明书第1章 绪论1.1 课题研究背景及现状自从电气化时代开始以来，电动机就成为重要的动力来源。直流电机拖动系统和交流电机拖动系统在19世纪中期先后诞生

4、。直流电机由于励磁磁场和电枢磁场完全解耦，这样可以根据调速性能的要求，按照经典控制理论的方法独立设置调节器，分别对励磁磁场和转矩进行控制，因此直流调速系统会有良好的调速性能，调速平滑且易于控制，在高性能电气传动领域一直占据主导地位。1.2 交流调速系统发展概况在20世纪的大部分年代里，约占整个电力拖动容量80%的不变速拖动系统都采用交流电机直接拖动，占电力拖动容量20%的高性能可调速拖动系统则采用直流电机拖动，这似乎已经成为一种举世公认的格局。但由于直流电机存在结构复杂、使用机械换向器和电刷，使它具有难以克服的固有缺点，如造价高、维护难、寿命短、存在换向火花和电磁干扰，因此直流电机的最高转速、

5、单机容量和最高电压都受到一定的限制。事实上，从 20世纪30年代起，不少国家就开始进行无换向器电机控制系统的研究，但由于条件限制，进展不大，而交流电机特别是鼠笼式异步电机制造成本低、结构简单、维护容易、可以实现高压大功率及高速驱动，适合在恶劣环境下工作，所以工业界和学术界一直致力于高性能交流调速系统的研究，至20世纪60年代，交流异步电机调速系统己有多种方案问世，主要有以下两种：（1）转速开环变压变频控制（U/f）变压变频控制以异步电机的稳态方程为推导基础，以控制异步电机的气隙磁通幅值恒定为目标，具有控制简单、容易实现、静态性能指标在大多数场合都能满足需求等特点，目前市场上通用变频器大多采用这

6、种方式，但转速开环的变压变频控制并不能真正实现异步电机拖动动态过程中的转矩控制。（2）转速闭环转差频率控制转差频率控制比U/f控制方式有了较大的提高，但转差频率控制是从异步电动机稳态等效电路和转矩公式出发推导的，因此保持磁通恒定也只在稳态情况下成立，在动态中磁通不会恒定，这会影响调速系统的实际动态性能，一般说来，它只适用于转速变化缓慢的场合。在要求异步电机转速做出快速响应的动态过程中，异步电机除了稳态电流以外，还会出现相当大的瞬态电流，由于瞬态电流的影响，异步电机的动态转矩和稳态运行时的静态转矩有很大的不同。由于这种方异步电机矢量控制系统设计及其PI控制器参数优化研究法只依据异步电机的稳态模型

7、，因此只能按异步电机稳态运行规律进行控制，不能控制任意磁场的大小和相对位置，特别是没有进行动态磁通控制，对系统的控制只是粗略的，导致转矩动态控制性能差。综上所述，尽管在此期间提出的一些方案（如转差频率控制的变压变频调速系统）能够在一定的范围内实现异步电机平滑调速，但是由于其系统控制规律是从异步电机稳态等效电路和稳态转矩公式推导出的，完全没有考虑动态情况及过渡过程，在系统设计时，不得不做出较多的假设、忽略较多因素才能得出一个近似的传递函数，这就使得设计结果与实际相差较大，调速系统在稳定性、启动、转矩动态响应等方面的性能不能令人满意，在数控机床、机器人等需要高动态性能的调速场合，就不能胜任了。针对

8、上述异步电机调速方案的缺点，国外许多专家学者经过多年的潜心研究，提出了现在广泛应用的矢量控制理论，使交流调速控制理论获得了第一次质的飞跃。矢量控制理论是1971年初由德国西门子公司的 F.Blasschke 等人首先提出，其核心思想是考虑到异步电机是一个多变量、强耦合、非线性的参数时变系统，很难直接通过外加信号准确控制电磁转矩，但若以转子磁通这一旋转的空间矢量为参考坐标，通过Clark和Park变换简化数学模型，就可以实现定子电流励磁分量与转矩分量的解耦，使得异步电机在理论上能像直流电机一样分别对励磁分量与转矩分量进行独立控制，从而可以获得同直流电机一样良好的调速性能。近几十年来，随着电力电子

9、技术、PWM变频技术、微处理器、微电子技术的飞速发展，矢量控制理论使得高性能异步电机调速系统得以实现，并获得了广泛的应用。在异步电机矢量控制系统中，只规定了坐标系之间的旋转变换关系，实际使用时，根据坐标定向的不同，有气隙磁场定向、定子磁场定向、转子磁场定向等不同的方案。（1）气隙磁场定向矢量控制方案气隙磁场的定向控制就是将旋转坐标系的d轴定向于气隙磁场的方向，此时气隙磁场的q轴分量为零。如果保持气隙磁通的d轴分量恒定，转矩直接和定子电流q轴分量成正比。因此通过控制q轴分量，可以实现转矩的瞬时控制，从而达到控制异步电机动态转矩的目的。（2）定子磁场定向矢量控制方案定子磁场的定向控制就是将旋转坐标

10、系的d轴定向于定子磁场的方向，此时定子磁场的q轴分量为零。如果保持定子磁通的d轴分量恒定，转矩直接和定子电流q轴分量成正比，同样可通过控制定子电流q轴分量来控制异步电机动态转矩。定子磁场定向控制使定子方程大为简化，有利于定子磁通观测器的实现。但此方案在进行磁通控制时，不管采用直接磁通闭环控制还是间接磁通闭环控制，均需要消除耦合项的影响，因此需要设计一个解耦器对电流进行解耦。（3）转子磁场定向矢量控制方案转子磁场的定向控制就是将d、q坐标系放在同步旋转磁场上，将异步电机的转子磁通作为旋转坐标系的d坐标轴。若忽略由反电动势引起的交叉耦合，只需检测出定子电流的d轴分量，就可以观测转子磁通幅值。转子磁

11、通恒定时，电磁转矩与定子电流的q轴分量成正比，通过控制定子电流的q轴分量就可以实现对电磁转矩的控制。此时称定子电流的d轴分量为励磁分量，定子电流的q轴分量为转矩分量。可由电压方程的d轴分量控制转子磁通，q轴分量控制转矩，从而实现磁通和转矩的解耦控制。1.3课题研究的主要内容本文主要研究和设计了按转子磁场定向的异步电机矢量控制系统。首先阐述了异步电机矢量控制系统的基本原理，通过对转子磁场定向的异步电机矢量控制系统的理论和学习，按照工程设计法设计了按转子磁场定向异步电机矢量控制系统的磁通调节器、转速调节器，并进行了调节器的参数整定，同时采用了电流滞环跟踪PWM(CHBPWM)控制技术，实现电流快速

12、跟随给定值，建立了系统的仿真模型，最终完成了异步电机矢量控制系统的设计。全文共分四章：第 1 章为绪论部分，阐述了交流调速系统的发展概况及课题研究的主要内容。第 2 章阐述了课题设计的主要思想和矢量控制系统的基本原理。另外将设计过程中所用到的各个模块进行了详细的讲解，说明设计的理论依据。第3章介绍了电流滞环跟踪控制技术的基本原理，及在本次课题研究中的应用。第4章在MATLAB中搭建异步电动机矢量控制系统的模型，及其simulink仿真结果的分析。第2章异步电动机的数学模型及矢量控制原理异步电动机是一个多输入变量和多输出变量的系统,定子和转子间通过磁链互親关系进行能量转换,这就使异步电动机是一个

13、高阶、非线性、强親合的多变系统。为了实现良好的调速性能,对异步电动机建立数学模型。同时七十年代发展建立的矢量控制理论也为现代调速控制理论奠定了基础。在研究异步电动机数学模型时,一般要作以下假设:1、定子转子三相绕组对称分布,在空间上互差120电角度,所产生的磁动势沿气隙圆周按正弦均勾分布,忽略谐波;2、磁路不饱和,各绕组的自感、互感为线性;3、不计铁心损耗;4、忽略频率、温度变化对电机参数的影响。2.1整体方案设计原理本次设计内容是异步电机的矢量控制系统。矢量控制系统是通过矢量变换和按转子磁链定向，得到等效的直流电机模型，然后模仿直流电动机控制策略设计控制系统。因为按转子磁链定向的同步旋转正交

14、坐标系是旋转dq正交坐标系的一个特例，因此在接下来的分析中，采用的是在mt坐标系下进行数据的处理和模型的搭建。提到矢量控制，从它的基本思想我们可以了解到，设计的过程中需要进行坐标变换，包括三相静止/两相旋转（3s/2r）、两相旋转/三相静止（2r/3s），经过变换之后就得到等效的直流电动机模型，然后就可以按照控制直流电动机的方式控制异步电机，也就是需要对电磁转矩和转速进行控制，而影响电磁转矩的因素包括转子磁链的波动，所以添加了转子磁链调节器和转速调节器，转子磁链调节器力图使转子磁链恒定，而转速调节器则调节电流转矩分量，以抵消转子磁链变化对电磁转矩的影响，最后达到平衡，转速等于给定值。通过以上的

15、分析表明，转速闭环控制能够通过调节电流转矩分量来抑制转子磁链所引起的转矩变化，但是这种调节只有当转速发生变化后才起作用，为了改善动态性能，采用转矩控制方式，在转速调节器输出增加除法环节，该环节输出为定子电流转矩分量，用除法环节消去对象中固有的乘法环节，实现转矩和转子磁链的动态解耦。在MATLAB中搭建的模型如图2-1所示：图2-1MATLAB中搭建仿真模型整个过程首先在按转子磁链定向坐标系中计算定子电流励磁分量和转矩分量给定值，经过反旋转变换2r/2s和2/3变换得到iA*、iB*、iC*，通过电流闭环的跟随控制，输出异步电机所需要的三相定子电流。此外，得到三相电流给定值后，采用电流滞环控制型

16、PWM变频器，在三相定子坐标系中完成电流闭环控制。2.2仿真模型各个模块介绍在研究矢量控制时,定义了三种坐标系:三相静止坐标系(ABC)、两相静止坐标系和两相同步旋转坐标系。三种坐标系都有相对应的异步电动机的数学模型,并且可以通过坐标变换互相转换。异步电动机三项原始动态模型相当复杂，分析和求解这组非线性方程十分困难，在实际应用中必须予以简化，简化的基本方法就是坐标换。异步电动机数学模型之所以复杂，关键是因为有一个复杂的电感矩阵和转矩方程，他们体现了异步电动机的电磁耦合和能量转换的复杂关系。因此，要简化数学模型，需从电磁耦合关系入手。2.2.1坐标变换控制系统中存在两个坐标变换:两相静止坐标系到

17、两相同步旋转坐标系的变换,称为Park变换。坐标变换的原则是变换前后的总功率不变。三相绕组A、B、C和两相绕组、之间的变换，称作三相静止坐标系和两相静止坐标系间的变换，简称3/2变换。C3/2是三相坐标系变换到两相坐标系的电流变换阵，根据变换前后产生相同的磁动势的原则和变换前后功率不变的原则，可以得到：C3/2=231-12-12032-32 （2-1）如果从两相坐标系变换到三相坐标系，简称2/3变换:C2/3=2310-1232-12-32 （2-2）考虑到实际异步电机的三相绕组为不带中线的对称绕组，没有零轴电流，并且满足,于是三相坐标系与两相坐标系之间的电流变换可进一步简化为： ii=32

18、0122iAiB （2-3）相应的逆变换： iAiB=230-1612ii （2-4）2.2.2两相静止-旋转正交变换（2s/2r变换）图2-2 两相静止和旋转坐标系与磁动势空间关系在图2-2中，两相交流电流和两个直流电流，产生同样的以同步转速旋转的合成磁动势。由图2-3可见，之间有下列关系: idiq=cossin-sincosii=C2s/2rii （2-5）两相旋转坐标系变换到两相静止坐标系的变换矩阵为： C2s/2r=cossin-sincos （2-6）两相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换矩阵是: C2r/2s=cos-sinsincos （2-7）然而在，MATLAB仿真的过程中，

19、我们将上述的公式进行了合并得到了从三相静止到两相旋转的转换公式。具体的变换模块如图2-3所示：图2-3 3S/2R变换模块同理可以得到其反变换（2r/3s）的转换公式。具体的变换模块见图2-4图2-4 2R/3S变换模块2.2.3旋转角度的计算从上面的叙述中我们可以知道，不论是两相静止到两相旋转还是其反变换都要有旋转角度，那么根据旋转角速度与转子磁链和在dq坐标系下 iq的关系以及转角方程可知道其计算模块如图2-5：w1=w+LmTrriqw1=ddt （2-8）图2-5 旋转角度的计算其中，具体的参数是从电机参数给定输入得到的。2.2.4磁链的计算从原理图中可知，当转子磁链发生波动的时候，将

20、影响电磁转矩，进而影响电动机转速。此外在上述的旋转角度的计算中也用到了转子磁链值，所以对于磁链的控制也是至关重要的环节，其计算公式为：r=LmTrs+1id （2-9）在MATLAB中为其搭建的模型也就不言而喻了（如图2-6所示），其中Lm、Tr的值也是来自于所用的电机参数。图2-6 磁链计算2.2.5 转速调节器（ASR）转速调节器调节的目的是为了是转速等于给定值，实际上它是通过调节电流转矩分量，以抵消转子磁链变化对电磁转矩的影响最后达到平衡，但是这种调节只有在转速发生变化后才起作用，为了改善动态性能，可以采用转矩控制方式，常用的转矩控制方式有两种：转矩闭环控制和在转速调节器的输出增加除法环

21、节。该设计中使用的是带除法环节的矢量控制系统，转速调节器ASR采用的是PI调节器，其输出为转矩给定Te*，除以转子磁链r，得到电流转矩分量给定iq*，由于某种原因使r减小时，通过除法环节可以使iq*尽可能的保持保持电磁转矩不变。如图2-7所示图2-7 转速调节器ASR至于电流转矩分量给定的计算是根据电磁转矩表达式：Te*=npLmLriq*r （2-10）在MATLAB中搭建的模型如图2-8所示，其中所需的参数同样来自电机给定参数。图2-8 电流转矩分量给定值计算模块2.2.6 转子磁链调节器（APR）当转子磁链发生波动时，将影响电磁转矩进而影响转速，在前一节中我们提到转速调节器是调节电流转矩

22、分量，而转子磁链调节器力图使转子磁链恒定，两者同时作用，以抵消转子磁链变化对转矩的影响，最后达到平衡，转速等于给定值，电磁转矩等于负载转矩。该调节器同样采用的是PI调节器，其输出为定子励磁分量id*给定.图2-9 转子磁链调节器APR2.3异步电动机矢量控制原理20世纪70年代,德国科学家F.Blacschke等提出感应电机磁场定向控制原理，经过长期的研究和实践,磁场定向控制理论日益成熟和完善,并已经得到广泛的应用。目前应用最多的高动态性能控制方案是按转子磁场方向定向的矢量控制系统。矢量控制的基本思想是模拟直流电动机的特点对异步电动机进行控制。直流电动机输出电磁转矩公式：Te=CMI （2-1

23、1）式中CM为电动势常数， I为电枢电流，为气隙磁通。I和在空间上是两个互相垂直的参数。由励磁电流If产生，这就意味着这两个参数在空间上是解耦的,可以分别独立调节控制。若将异步电动机放在一个同步旋转的参考坐标系上进行控制。将同步旋转坐标系d轴固定在某个磁场方向，称之为M轴；相对应的q轴称之为T轴。将定子三相电流分解成M轴上的ism和T轴上的ist，它们分别是定子电流在同步参考坐标系上的励磁电流分量和转矩电流分量。在矢量控制下， ism相当于直流电动机的励磁电流If，ist相当于直流电动机的I，因此能使异步电动机具有直流电动的调速性能。控制的时候，将ism和ist作为控制信号,通过等效变换,可以

24、得到等效的定子三相电流iA、iB、iC。按转子磁链定向同步旋转正交坐标系上的数学模型是同步旋转正交坐标系模型的一个特例。通过按转子磁链定向，将定子电流分解为励磁分量和转矩分量，转子磁链仅由定子电流励磁分量产生，而电磁转矩正比于转子磁链和定子电流转矩分量的乘积，和定子的励磁电流分量无关，按转子磁场定向的异步电动机矢量控制可以实现了磁通和转矩电流的解耦。矢量控制技术的最初方案就是如此。该控制系统的优点是系统达到了完全解耦，缺点是磁通闭环控制系统中,转子磁通检测精度受转子时间常数影响较大,在一定程度上影响电机的调速性能。第3章 电流滞环跟踪PWM(CHBPWM)控制技术电流滞环跟踪PWM(CHBPW

25、M)控制技术是一种常用的电流闭环控制方法，采用滞环比较方式的电流跟踪型PWM变流电路具有硬件电路简单，电流响应快，并且不需要载波，输出的电压波形中不含特定频率的谐波。SPWM控制技术以输入电压接近正弦波为目的，电流波形则因负载的性质及大小而异。然而对于交流电机来说，应该保证为正弦波的是电流，稳态时在绕组中通入三相平衡的正弦电流才能使合成的电磁转矩为恒定值，不产生脉动，因此以正弦波电流为控制目标更为合适。CHBPWM的控制方法是：在原来主回路的基础上，采用电流闭环控制，使实际电流快速跟随给定值，在稳态时，尽可能使实际电流接近正弦波形，这就能比电压控制的SPWM获得更好的性能。电流跟踪控制的精度与

26、滞环的宽度有关，同时还受到功率开关器件允许开关频率的制约。在实际使用中，应在器件开关频率允许的前提下，尽可能选择小的宽度。电流滞环跟踪控制方法的精度高、响应快，且易于实现，但功率开关器件的开关频率不定。为了克服这个缺点，可以采用具有恒定开关频率到的电流控制器，或者局部范围内限制开关频率，但这样对电流波形都会产生影响。3.1电流滞环跟踪控制原理现在以A相电流滞环跟踪控制为例，其控制结构图如下图 3-1 所示：图3-1电流跟踪控制A相原理图其中电流控制器是带滞环的比较器，环宽为h，将给定电流ia*与输出电流ia进行比较，电流偏差ia超过±0.5h 时，经滞环控制器（HBC）控制逆变器 A

27、 相上、下桥臂的功率开关器件动作。B、C两相的原理图均与此相同。设比较器的滞环宽度为h，当输出电流ia比给定电流ia*大时，且误差大于0.5h时，滞环比较器输出负电平，驱动开关器件VT1关断，VT2导通，使实际电流减小。当减小到与给定电流相等时，滞环比较器仍保持负电平输出，VT1保持关断，实际电流继续减小，直到误差大于0.5h时，滞环控制器翻转，输出正电平信号，开关器件VT1导通，VT2关断，使实际电流增大，一直增大到带宽的上限。以上过程重复进行，这样交替工作，实际电流与给定电流的偏差保持在-0.5h-+0.5h 之间，并在给定电流上下作锯齿状变化，达到跟踪电流的目的。3.2 滞环宽度分析采用

28、电流滞环跟踪控制的PWM波形，如下图 3-2所示：图3-2 电流滞环跟踪控制时的电流波形图3-2给出了在给定正弦波电流半个周期内的输出电流波形和相应的相电压波形。可以看出，在半个周期内围绕正弦波作脉动变化，不论在的上升段还是下降段，它都是指数曲线中的一小部分，其变化率与电路参数和电机的反电动势有关。电流滞环跟踪控制波形的几何关系如图3-3所示：图3-3 电流滞环跟踪控制波形的几何关系由上图可知逆变器的开关频率与电流波动幅值成反比，即与环宽成反比， 环宽越小，开关频率f越高，实际电流值越接近给定电流，此时电流追踪性能越好。图3-4 三相电流跟踪型PWM逆变电路输出波形因此，输出相电压波形呈PWM

29、状，但与两侧窄中间宽的SPWM波相反，两侧增宽而中间变窄，这说明为了使电流波形跟踪正弦波，应该调整一下电压波形。电流跟踪控制的精度与滞环的环宽有关，同时还受到功率开关器件允许开关频率的制约。当环宽选得较大时，可降低开关频率，但电流波形失真较多，谐波分量高；如果环宽太小，电流波形虽然较好，却使开关频率增大了。这是一对矛盾的因素，实用中，应在充分利用器件开关频率的前提下，正确地选择尽可能小的环宽。3.3电流滞环跟踪控制的特点电流滞环跟踪控制方法的精度高，响应快，且易于实现。但受功率开关器件允许开关频率的限制，仅在电机堵转且在给定电流峰值处才发挥出最高开关频率，在其他情况下，器件的允许开关频率都未得

30、到充分利用。为了克服这个缺点，可以采用具有恒定开关频率的电流控制器，或者在局部范围内限制开关频率，但这样对电流波形都会产生影响。采用滞环比较方式的电流跟踪型PWM交流电路有以下特点：（1）硬件电路简单；（2）属于实时控制方式，电流反应快；（3）不需要载波，输出电压波形中不含有特定频率的谐波分量；（4）和计算法及调制法相比，相同开关频率时输出电流中高次谐波含量较多；（5）属于闭环控制，这是各种跟踪型PWM交流电路的共同特点。3.4电流滞环控制型PWM变频器通过上述单相控制原理的介绍，电流带滞环控制型的PWM变频器的工作原理就也就显而易见了，图3-5为本次设计所用的电流滞环控制型PWM变频器，图中relay为滞环比较器，当比较器的输入大于正的阀值时，比较器输出为1；比较器输入小于负的阀值时，比较器的输出为0。即产生相应的PWM来控制电机的转动。配合第二章中提到的转速调节器、磁链调节器，使得系统能够正常的运转，最终达到控制转矩和转速的目的，也就意味着实现了对异步电机的控制。图3-5 电流滞环控制型的PWM变频器仿真模块第4章仿真模型搭建与结果分析经过前面的理论分析，各个模块的搭建，本章将第二章的各个模块进行组合完成本次课题研究的MATLAB仿真模型的搭建，