电力电子变频器及PWM控制原理

1、 电力电子变频器及电力电子变频器及pwm控制原理控制原理概概 述述 对于异步电机的变压变频调速，必须具备能够同时控制电压幅值和频率的交流电源，而电网提供的是恒压恒频的电源，因此应该配置变压变频器，又称vvvf（variable voltage variable frequency）装置。基本原理简单，易于理解，发展历程却非易事基本原理简单，易于理解，发展历程却非易事旋转变流机组旋转变流机组概概 述述 随着电力电子技术和微电子技术的迅猛发展，变频调速随着电力电子技术和微电子技术的迅猛发展，变频调速技术随之取得了日新月异的进步。人们从不同的工业生产技术随之取得了日新月异的进步。人们从不同的工业生产

2、需要出发，从不同的角度研究变频调速的实现技术，从而需要出发，从不同的角度研究变频调速的实现技术，从而产生了多种不同结构和性能的变频调速装置。产生了多种不同结构和性能的变频调速装置。 电力电子电力电子变频器变频器交交-交变频器交变频器交交-直直-交变频器交变频器 电压源型电压源型电流源型电流源型本 章 提 要n 交交-交变频器交变频器n 交交-直直-交变频器交变频器n pwm控制基础控制基础n pwm控制技术控制技术n 三相三相pwm专用集成电路专用集成电路n 单片机和单片机和dsp用于用于pwm信号生成信号生成n 转速开环的转速开环的u/f控制变频调速系统控制变频调速系统 n 转速闭环转差频率

3、控制的变频调速系统转速闭环转差频率控制的变频调速系统2.1 交交-交变频器交变频器 v 交交-交变频器直接把恒压恒频（交变频器直接把恒压恒频（constant voltage constant frequency，简称，简称cvcf）的交流电源变换成变压变频）的交流电源变换成变压变频（vvvf）的交流电源，又称为直接变频装置。）的交流电源，又称为直接变频装置。有时也有时也称作周波变换器称作周波变换器(cycloconveter）。）。 交交变频交交变频ac50hzaccvcfvvvf2.1 交交-交变频器交变频器v常用的交常用的交- -交变压变频器输出的每一相都是交变压变频器输出的每一相都是一

4、个由正、反两组晶闸管可控整流装置反并一个由正、反两组晶闸管可控整流装置反并联的可逆线路。也就是说，每一相都相当于联的可逆线路。也就是说，每一相都相当于一套直流可逆调速系统的反并联可逆线路。一套直流可逆调速系统的反并联可逆线路。交交-交交变频器变频器整流器组合式整流器组合式矩阵式矩阵式2.1.1 整流器组合式交整流器组合式交-交变频器交变频器v 基本结构基本结构vrvfid-id+-+负负载载 50hz 50hzu0tu0正组通正组通反组通反组通正组通正组通反组通反组通1. 整半周控制方式整半周控制方式 正、反两组按一定周期正、反两组按一定周期相互切换，在负载上就相互切换，在负载上就获得交变的输

5、出电压获得交变的输出电压 u0 ， u0的幅值决定于的幅值决定于各组可控整流装置的控各组可控整流装置的控制角制角 ，u0 的频率决的频率决定于正、反两组整流装定于正、反两组整流装置的切换频率。置的切换频率。如果控如果控制角一直不变，则输出制角一直不变，则输出平均电压是方波，如右平均电压是方波，如右下图所示。下图所示。2.1.1 整流器组合式交整流器组合式交-交变频器交变频器v 单相整流器组合式交单相整流器组合式交-交变频器交变频器图图2-1 2-1 单相交单相交- -交变频器主电路交变频器主电路负负载载正组正组反组反组ul三相？三相？去去触触发发器器电流电流测量测量电压电压测量测量函数函数发生

6、器发生器电流电流调节调节移相移相控制控制电压电压调节调节压频变换压频变换环形计数器环形计数器移相脉冲移相脉冲选组脉冲选组脉冲逻逻辑辑控控制制给定给定o oa ab bc c图图2-2 三相整流器组合式交三相整流器组合式交-交变频器主电路交变频器主电路iiiiiiivvviv 交交-交变频器虽然在结构上只有一个变换环节，省去了中交变频器虽然在结构上只有一个变换环节，省去了中间直流环节，但所用间直流环节，但所用元件数量更多，设备相当庞大元件数量更多，设备相当庞大。 v方波中存在的高次谐波使电动机的低速转矩脉方波中存在的高次谐波使电动机的低速转矩脉动大、转动不均匀、损耗及噪声增大。动大、转动不均匀、

7、损耗及噪声增大。因此，方因此，方波型交波型交-交变频器在异步电动机的调速中应用较少，常用交变频器在异步电动机的调速中应用较少，常用于于无换向器电动机的调速系统无换向器电动机的调速系统及超同步串级调速系统中。及超同步串级调速系统中。2. 调制控制方式调制控制方式 要获得正弦波输出，就必须在每一组整流装要获得正弦波输出，就必须在每一组整流装置导通期间不断改变其控制角。置导通期间不断改变其控制角。例如例如：在正向组导通的半个周期中，使控制角：在正向组导通的半个周期中，使控制角 由由 /2（对应于平均电压（对应于平均电压 u0 = 0）逐渐减小到）逐渐减小到 0（对（对应于应于 u0 最大），然后再逐

8、渐增加到最大），然后再逐渐增加到 /2（ u0 再变再变为为0），如下图所示。），如下图所示。v输出电压波形输出电压波形2a0w t = = 0 2 = bcdefu0图图2-3 正弦波交正弦波交-交变压变频器的输出电压波形交变压变频器的输出电压波形1oo23456图4-20uoiowtwt对于三相交对于三相交-交变频器，交变频器，b、c两相的期望输出电压应与两相的期望输出电压应与a相的相的正弦输出电压大小相同，相位上互差正弦输出电压大小相同，相位上互差120 ，各整流组的控制，各整流组的控制角必须按照本相输出电压的要求运算获得。角必须按照本相输出电压的要求运算获得。idmicosuu =tu

9、uwsinama=设期望的设期望的a相输出电压为相输出电压为则该电压应由整流组则该电压应由整流组i与整流组与整流组iv切换提供，切换提供， i组供电电压为组供电电压为ivdmivcosuu=idmicosuu =式中，式中，udm 是整流组输出的最高直流电压。是整流组输出的最高直流电压。iauu=idmamcossinwutu=当当i组开放时，组开放时， 即即于是于是 )sin(arccosdmamituuw=iiv=3.交交-交变频调速的基本特点交变频调速的基本特点（1）功率开关元件在电网电压过零点自然换相，对元件无特殊要求，可采用普通晶闸管；（2）易于实现电机的四象限运行；（3）交-交变频

10、器最高输出频率一般不超过电网频率的1/31/2，否则输出波形畸变太大，将影响变频调速系统的正常工作；（4）由于电路构成的特点，所用晶闸管元件数量较多，设备庞大。v鉴于以上各方面的特点，交鉴于以上各方面的特点，交-交变频器特别适用于交变频器特别适用于低速、大容量的调速系统，如轧钢机、球磨机、低速、大容量的调速系统，如轧钢机、球磨机、水泥回转窑等。这类机械由交水泥回转窑等。这类机械由交-交变频器供电的低交变频器供电的低速电机直接拖动，可以省去庞大笨重的齿轮减速速电机直接拖动，可以省去庞大笨重的齿轮减速箱，极大地缩小装置的体积，减少日常维护，提箱，极大地缩小装置的体积，减少日常维护，提高系统性能。高

11、系统性能。 这些设备都是直流调速系统中常用的可逆整流装这些设备都是直流调速系统中常用的可逆整流装置，在技术上和制造工艺上都很成熟，目前国内置，在技术上和制造工艺上都很成熟，目前国内有些企业已有可靠的产品。有些企业已有可靠的产品。uauabsaasabsacucaa abcubc b bc cubucsbasbbsbcnscas scbs scca2.1.2 矩阵式交矩阵式交-交变频器交变频器v 1. 电路结构电路结构lk1ck2三相输入三相输入控制电源输入电压检测变压器ta1ta2ta3abcabc图图2-4 矩阵式交矩阵式交-交变频器的主电路交变频器的主电路2.1.2 矩阵式交矩阵式交-交变

12、频器交变频器2. 安全换流策略安全换流策略 为了保证为了保证mc的输入电流和输出电压都是正弦波，对的输入电流和输出电压都是正弦波，对9组组双向开关双向开关都实行都实行pwm控制。在矩阵式变频器中功率器件控制。在矩阵式变频器中功率器件的安全换流比传统变频器中要困难得多，连接同一相输出的安全换流比传统变频器中要困难得多，连接同一相输出的任意两组双向可控开关之间进行切换时必须满足：的任意两组双向可控开关之间进行切换时必须满足： （1）换流时确保连接同一输出相的各输入相双向开关）换流时确保连接同一输出相的各输入相双向开关不能同时导通，否则将造成输入两相短路；不能同时导通，否则将造成输入两相短路； （2

13、）换流时不能插入死区，以防止感性负载与线路分）换流时不能插入死区，以防止感性负载与线路分布电感由于开路而感应瞬时高电压，威胁功率器件安全，布电感由于开路而感应瞬时高电压，威胁功率器件安全，因此三组开关也不能同时断开。也就是说，因此三组开关也不能同时断开。也就是说，既不允许两组既不允许两组开关同时导通，也不允许有切换死区，所以必须有严格的开关同时导通，也不允许有切换死区，所以必须有严格的逻辑控制。逻辑控制。2.1.2 矩阵式交矩阵式交-交变频器交变频器要保证输入电压不短路，要保证输入电压不短路，则则vt1p、vt2n不能同时导通，不能同时导通，vt2p、vt1n也不能同时导通也不能同时导通；要满

14、足输出不能突然开路，；要满足输出不能突然开路，则四个单向开关中则四个单向开关中至少有一个处于导通状态至少有一个处于导通状态，满足这些，满足这些要求的开关组合共有要求的开关组合共有8种，列于表种，列于表2-1。 (a a)(a)开关单元开关单元 (b)接到同一相负载的两组双向开关接到同一相负载的两组双向开关图图2-5 矩阵式变频器的双向开关矩阵式变频器的双向开关is1is2il(b b)u1 1vt1pvt1nvt2pvt2nu2 2rull2.1.2 矩阵式交矩阵式交-交变频器交变频器如果原始状态是表如果原始状态是表2-1中的中的第第1种开关状态，即种开关状态，即vs1正正反向都能导通，那么直

15、接反向都能导通，那么直接切换到第切换到第2种开关状态是不种开关状态是不行的，因为这样会造成电行的，因为这样会造成电源短路。但当源短路。但当il0时，经过时，经过状态状态3、7、5，再切换到状，再切换到状态态2则始终是安全的；则始终是安全的； 同理，当同理，当ilutututuaruturautvt1导通vt1关断vt1 导通vt1关断vt4截止vt4导通vt4截止vt4导通 双极性脉宽调制规律双极性脉宽调制规律（3）单）单/双极性工作方式的性能比较双极性工作方式的性能比较图2-20 三相桥式pwm逆变器的双极性spwm波形 ooow1 tw1 tw1 turaurburcutw1 toud2-

16、ud2w1 tuao-ud2ud2-ud2-udud2uducoubouab双极性双极性pwm控制方式控制方式v 双极性的工作方式决定了每个载波周期都要出现一次上、双极性的工作方式决定了每个载波周期都要出现一次上、下开关管的切换，而单极性逆变器在调制正弦波的半个周下开关管的切换，而单极性逆变器在调制正弦波的半个周期才切换一次，况且载波频率一般为期才切换一次，况且载波频率一般为120khz，比调制正，比调制正弦波高很多，因此弦波高很多，因此双极性逆变器的切换次数远远多于单极双极性逆变器的切换次数远远多于单极性逆变器性逆变器。v 双极性逆变器的输出电流更接近正弦波，畸变小。双极性逆变器的输出电流更

17、接近正弦波，畸变小。双极性双极性pwm控制方式控制方式v 脉宽调制的约束条件脉宽调制的约束条件 为保证开关元件安全工作，所调制的脉冲波有为保证开关元件安全工作，所调制的脉冲波有最小脉最小脉宽和最小间隙宽和最小间隙的限制，以保证脉冲宽度和间隙大于开的限制，以保证脉冲宽度和间隙大于开关元件的关元件的t tonon和和t toffoff。（3）单）单/双极性工作方式的性能比较双极性工作方式的性能比较电流谐波电流谐波 谐波电流引起电机电流有效值增加，电流波形畸变，谐波电流引起电机电流有效值增加，电流波形畸变，功率因数降低，铜耗和铁耗上升等。功率因数降低，铜耗和铁耗上升等。 谐波电流有效值为谐波电流有效

18、值为-=tdttititi021h)()(15. pwm控制的性能指标控制的性能指标总电流谐波畸变率总电流谐波畸变率thdthd（total harmonic distortiontotal harmonic distortion） 式中，式中，i i1 1为基波电流的有效值；为基波电流的有效值；n n为傅立叶级数展开的为傅立叶级数展开的谐波分量阶次。谐波分量阶次。=22111thdnnhiiii开关频率和开关损耗开关频率和开关损耗随着开关频率提高，输出交流信号谐波成分下降，但对周围电子随着开关频率提高，输出交流信号谐波成分下降，但对周围电子设备的干扰增大。设备的干扰增大。同时，各种电力电子器

19、件的开关频率受到其固有的开关时间和开同时，各种电力电子器件的开关频率受到其固有的开关时间和开关损耗的限制，因此开关频率必须低于其规定的最高开关频率。关损耗的限制，因此开关频率必须低于其规定的最高开关频率。5. pwm控制的性能指标控制的性能指标电力电子器件的开关频率：电力电子器件的开关频率： scr：300500hz gto：12khz gtr： 15khz mosfet：可达：可达50khz igbt：20khz2.4 pwm控制技术控制技术 1.自然采样法自然采样法 图图2-21 自然采样法生成自然采样法生成spwm波形波形t0t1t2t3t4t5ut0 0ucur在正弦波与三角波在正弦波

20、与三角波的自然交点时刻控的自然交点时刻控制功率开关器件的制功率开关器件的通断，从而生成通断，从而生成spwmspwm波形的方法波形的方法. . 一般采用的方法是，先将正弦参考波一般采用的方法是，先将正弦参考波ur和三角波和三角波uc以表格的以表格的形式存在存储器内，实际运行时采用查表的方法或仅通过简形式存在存储器内，实际运行时采用查表的方法或仅通过简单的计算得到脉宽的大小。单的计算得到脉宽的大小。 采用这种方法，当调速系统频率变化范围较大时，将占用较采用这种方法，当调速系统频率变化范围较大时，将占用较大的内存空间，所以仅适用于有限调速范围的场合。大的内存空间，所以仅适用于有限调速范围的场合。

21、2.4 pwm控制技术控制技术2. 规则采样法规则采样法 图图2-22 规则采样法规则采样法spwm调制模式调制模式a abt2t3t1mbacuatmttv在工程上更实用的简在工程上更实用的简化方法，弥补自然采样化方法，弥补自然采样法的不足，且力求采样法的不足，且力求采样效果，接近于自然采样效果，接近于自然采样法，又不必占用太多的法，又不必占用太多的计算时间。计算时间。2.规则采样法规则采样法v 规则采样法原理规则采样法原理三角波两个正峰值之间为一个采样周期三角波两个正峰值之间为一个采样周期tc。自然采样法中，脉冲中点不和三角波一周期的中点（即负自然采样法中，脉冲中点不和三角波一周期的中点（

22、即负峰点）重合。峰点）重合。规则采样法使两者重合，每个脉冲的中点都以相应的三角规则采样法使两者重合，每个脉冲的中点都以相应的三角波中点为对称，使计算大为简化。波中点为对称，使计算大为简化。v 根据脉冲电压对三角载波的对称性，脉冲宽度根据脉冲电压对三角载波的对称性，脉冲宽度t t2 2和间隙时和间隙时间间t t1 1及及t t3 3可由下面公式计算（设三角波峰值为标幺值可由下面公式计算（设三角波峰值为标幺值1 1）：）： mtt2sin22tmtttw=)(212t31tttt-=式中式中tt为三角载波的周期。为三角载波的周期。 2.规则采样法规则采样法 根据上述采样原理和计算公式，可以用计算机

23、实时控制根据上述采样原理和计算公式，可以用计算机实时控制产生产生spwmspwm波形，具体实现方法有：波形，具体实现方法有：v 查表法查表法可以先离线计算出相应的脉宽等数据存放在内可以先离线计算出相应的脉宽等数据存放在内存中，然后在调速系统实时控制过程中通过查表和加、减存中，然后在调速系统实时控制过程中通过查表和加、减运算求出各相脉宽时间和间隙时间。运算求出各相脉宽时间和间隙时间。v 实时计算法实时计算法事先在内存中存放正弦函数，控制时先查事先在内存中存放正弦函数，控制时先查出正弦值，与调速系统所需的调制度出正弦值，与调速系统所需的调制度m作乘法运算，再根作乘法运算，再根据给定的载波频率查出相

24、应的据给定的载波频率查出相应的tt /2值，由计算公式计算脉值，由计算公式计算脉宽时间和间隙时间。宽时间和间隙时间。3. 电流滞环跟踪型电流滞环跟踪型pwm控制控制 问题的提出问题的提出 应用应用pwmpwm控制技术的变压变频器一般都是电压源型的，它可控制技术的变压变频器一般都是电压源型的，它可以按需要方便地控制其输出电压以按需要方便地控制其输出电压. . 但是，在异步电机中，实际需要保证的应该是正弦波电流，但是，在异步电机中，实际需要保证的应该是正弦波电流，因为三相平衡的正弦电流才能使合成的电磁转矩为恒定值，不因为三相平衡的正弦电流才能使合成的电磁转矩为恒定值，不含脉动分量。含脉动分量。v

25、另一方面，电压型变频器直流电源是恒压源，允许电流突另一方面，电压型变频器直流电源是恒压源，允许电流突变，若负载为低阻抗或发生短路，会产生很大的冲击电流。变，若负载为低阻抗或发生短路，会产生很大的冲击电流。措施：对电流实施实时控制。措施：对电流实施实时控制。3. 电流滞环跟踪型电流滞环跟踪型pwm控制控制图图2-23 电流滞环跟踪电流滞环跟踪pwm控制逆变器的单相结构控制逆变器的单相结构 图中，电流控制器是带滞环的比较器，环宽为图中，电流控制器是带滞环的比较器，环宽为2 。将。将给定电流给定电流 ir 与输出电流与输出电流 if 进行比较，电流偏差进行比较，电流偏差 超过超过 时，经滞环控制时，

26、经滞环控制器器hbc控制逆变器相应相上（或下）桥臂的功率器件动作。控制逆变器相应相上（或下）桥臂的功率器件动作。3. 电流滞环跟踪型电流滞环跟踪型pwm控制控制输出电流与给定值输出电流与给定值之间的偏差保持在之间的偏差保持在范围内，在正弦范围内，在正弦波上下作锯齿状变波上下作锯齿状变化。化。3. 电流滞环跟踪型电流滞环跟踪型pwm控制控制 电流跟踪控制的电流跟踪控制的精度与滞环精度与滞环的环宽有关，同时还受到的环宽有关，同时还受到功功率开关器件允许开关频率率开关器件允许开关频率的制约；的制约； 当环宽选得较大时，可降低开关频率，但电流波形失真当环宽选得较大时，可降低开关频率，但电流波形失真较多

27、，谐波分量高；较多，谐波分量高； 如果环宽太小，电流波形虽然较好，却使开关频率增大如果环宽太小，电流波形虽然较好，却使开关频率增大了；了； 应在充分利用器件开关频率的前提下，选择尽可能小的应在充分利用器件开关频率的前提下，选择尽可能小的环宽。环宽。3. 电流滞环跟踪型电流滞环跟踪型pwm控制控制电流滞环跟踪控制方法的特点：电流滞环跟踪控制方法的特点：结构简单，电流响应快，输结构简单，电流响应快，输出电压波形中不含特定频率的出电压波形中不含特定频率的谐波分量谐波分量 。调速时，只需改变电流给定调速时，只需改变电流给定信号的频率，无需进行电压调信号的频率，无需进行电压调节。节。 功率器件的功率器件

28、的开关频率变化大开关频率变化大，不利于功率器件的安全工作。不利于功率器件的安全工作。dir/dt 与与 ft 固定开关频率的电流跟踪固定开关频率的电流跟踪pwm控制技术控制技术 图图2-25 固定开关频率的电流跟踪固定开关频率的电流跟踪pwm控制原理图控制原理图 iff/vut-+- ir*tuafr4. 电压空间矢量电压空间矢量pwm（svpwm）控制）控制 问题的提出问题的提出 经典的经典的spwmspwm控制主要着眼于使变频器的输出控制主要着眼于使变频器的输出电压尽量接近正弦波电压尽量接近正弦波； 电流滞环跟踪控制则直接控制输出电流，使之电流滞环跟踪控制则直接控制输出电流，使之在正弦波附

29、近变化在正弦波附近变化，这，这就比只要求正弦电压前进了一步；就比只要求正弦电压前进了一步； 然而交流电动机需要输入三相正弦电流的然而交流电动机需要输入三相正弦电流的最终目的最终目的是在电动机空间形是在电动机空间形成成圆形旋转磁场圆形旋转磁场，从而产生，从而产生恒定的电磁转矩恒定的电磁转矩。 如果把逆变器和交流电动机视为一体，按照跟踪圆形旋转如果把逆变器和交流电动机视为一体，按照跟踪圆形旋转磁场来控制逆变器的工作，其效果应该更好。这种控制方法称磁场来控制逆变器的工作，其效果应该更好。这种控制方法称作作“磁链跟踪控制磁链跟踪控制”。 下面的讨论将表明，磁链的轨迹是交替使用不同的电压空下面的讨论将表

30、明，磁链的轨迹是交替使用不同的电压空间矢量得到的，所以又称间矢量得到的，所以又称“电压空间矢量电压空间矢量pwmpwm（svpwmsvpwm，space vector pwmspace vector pwm）控制）控制”。4. 电压空间矢量电压空间矢量pwm（svpwm）控制）控制空间矢量的定义空间矢量的定义交流电动机绕组的电压、交流电动机绕组的电压、电流、磁链等物理量都电流、磁链等物理量都是随时间变化的，如果是随时间变化的，如果再考虑到它们所在绕组再考虑到它们所在绕组的空间位置，如图所示，的空间位置，如图所示，可以定义为空间矢量可以定义为空间矢量u ua0a0，u ub0 b0 ，u uc0

31、c0 。4. 电压空间矢量电压空间矢量pwm（svpwm）控制）控制v 定子电压空间矢量：定子电压空间矢量：ua0 、 ub0 、 uc0 的方向始终处于各相绕组的方向始终处于各相绕组的轴线上，而大小则随时间按正弦规律脉动，时间相位互相错的轴线上，而大小则随时间按正弦规律脉动，时间相位互相错开的角度也是开的角度也是120。v 合成空间矢量：合成空间矢量：由三相定子电压空间矢量相加合成的空间矢量由三相定子电压空间矢量相加合成的空间矢量 us 是一个旋转的空间矢量，它的幅值是每相电压值的是一个旋转的空间矢量，它的幅值是每相电压值的3/2倍。倍。合成空间矢量合成空间矢量 us 用公式表示，则有用公式

32、表示，则有 （2-14） 3/4co3/2boaojjseueuu=u 如果如果uao、ubo、uco是角频率为是角频率为w w1的三相对称正弦波电压，那的三相对称正弦波电压，那么电压矢量么电压矢量us就是以角频率就是以角频率w w1按逆时针方向匀速旋转的空间矢量。按逆时针方向匀速旋转的空间矢量。而空间矢量而空间矢量us在三相坐标轴（在三相坐标轴（a，b，c）上的投影就是对称的三）上的投影就是对称的三相正弦量。相正弦量。 4. 电压空间矢量电压空间矢量pwm（svpwm）控制）控制v 电压与磁链空间矢量的关系电压与磁链空间矢量的关系用合成空间矢量表示的定子电压方程式为用合成空间矢量表示的定子电

33、压方程式为trddssssiu= us 定子三相电压合成空间矢量；定子三相电压合成空间矢量； is 定子三相电流合成定子三相电流合成空间矢量；空间矢量；s 定子三相磁链合成空间矢量。定子三相磁链合成空间矢量。 当电动机转速不是很低时，定子电阻压降在式（当电动机转速不是很低时，定子电阻压降在式（2-152-15）中所占的成分很小，可忽略不计，则定子合成电压与合成磁中所占的成分很小，可忽略不计，则定子合成电压与合成磁链空间矢量的近似关系为链空间矢量的近似关系为 t ddssu t dssu或 4. 电压空间矢量电压空间矢量pwm（svpwm）控制）控制v磁链轨迹磁链轨迹 当电动机由三相平衡正弦电压

34、供电时，电动机定子磁链当电动机由三相平衡正弦电压供电时，电动机定子磁链幅值恒定，其空间矢量以恒速旋转，磁链矢量顶端的运动轨幅值恒定，其空间矢量以恒速旋转，磁链矢量顶端的运动轨迹呈圆形（一般简称为迹呈圆形（一般简称为磁链圆磁链圆）。这样的定子磁链旋转矢量）。这样的定子磁链旋转矢量可用下式表示。可用下式表示。t1jmsew=（2-18） 其中其中 m是磁链是磁链s的幅值，的幅值，w w1为其旋转角速度。为其旋转角速度。 由式（由式（2-16）和式（）和式（2-18）可得）可得)2( jm1jm1jms111eej)e(dd=ttttwwwwwu（2-19） 上式表明，当磁链幅值一定时，上式表明，当

35、磁链幅值一定时，us的大小与的大小与w w1（或供电电压频（或供电电压频率）成正比，其方向则与磁链矢量正交，即磁链圆的切线方向率）成正比，其方向则与磁链矢量正交，即磁链圆的切线方向磁链轨迹与电压空间矢量运动轨迹的关系磁链轨迹与电压空间矢量运动轨迹的关系 如图所示，当磁链矢量在如图所示，当磁链矢量在空间旋转一周时，电压矢量也空间旋转一周时，电压矢量也连续地按磁链圆的切线方向运连续地按磁链圆的切线方向运动动2 弧度，其轨迹与磁链圆重弧度，其轨迹与磁链圆重合。合。 这样，这样，电动机旋转磁场电动机旋转磁场的轨迹问题的轨迹问题就可转化为就可转化为电电压空间矢量的运动轨迹问压空间矢量的运动轨迹问题题。

36、v以以u0，u1，u2 u7分分别表示别表示8个工作状态对个工作状态对应的电压空间矢量，应的电压空间矢量，在复平面上可以得到在复平面上可以得到如图如图2-28所示的电压所示的电压空间矢量图。其中，空间矢量图。其中，u0和和u7对应着电动机对应着电动机三相绕组电压为零，三相绕组电压为零，故称为零矢量故称为零矢量。 (010)c(001)( (011)（101）(100)(110)1u2u3u4u5u6ureaimb图图2-28a 电压空间矢量电压空间矢量三相逆变器的开关状态表三相逆变器的开关状态表 电压空间矢量的扇区划分电压空间矢量的扇区划分 为了讨论方便起见，可把逆变器的一个工作周期用为了讨论

37、方便起见，可把逆变器的一个工作周期用6个个电压空间矢量划分成电压空间矢量划分成6个区域，称为扇区（个区域，称为扇区（sector），如图），如图所示的所示的、，每个扇区对应的时间均为，每个扇区对应的时间均为 /3 。图图2-28b 电压空间矢量图电压空间矢量图(010)c(001)( (011)（101）(100)(110)1u2u3u4u5u6ureaimb8u7uo对于六脉波的逆变器，在其输出的每个周期中对于六脉波的逆变器，在其输出的每个周期中6 种有效的工作种有效的工作状态各出现一次。逆变器每隔状态各出现一次。逆变器每隔 /3 时刻就切换一次工作状态（时刻就切换一次工作状态（即换相），而

38、在这即换相），而在这 /3 时刻内则保持不变。时刻内则保持不变。 随着逆变器工作状态的切换，电压空间矢量的幅值不变，而相随着逆变器工作状态的切换，电压空间矢量的幅值不变，而相位每次旋转位每次旋转 /3 ，直到一个周期结束。，直到一个周期结束。 这样，在一个周期中这样，在一个周期中 6 6 个电压空间矢量共个电压空间矢量共转过转过 2 2 弧度，形成弧度，形成一个封闭的正六边形一个封闭的正六边形，如图所示。，如图所示。 图图2-29 六脉波逆变器供电时电压空间矢量与磁链矢量六脉波逆变器供电时电压空间矢量与磁链矢量112= 在在 /3 所对应的时间所对应的时间 t 内，内，施加施加 u1的结果是使

39、定子磁链的结果是使定子磁链 1 产生一个增量产生一个增量 ，其幅值与其幅值与|u1|成正比，方向与成正比，方向与u1一致，最一致，最后得到新的磁链，而后得到新的磁链，而 11 u=t 可见，可见，在任何时刻，所产生的磁链增量的方向决定在任何时刻，所产生的磁链增量的方向决定于所施加的电压，其幅值则正比于施加电压的时间于所施加的电压，其幅值则正比于施加电压的时间。（2-20） 如果如果 u1 的作用时间的作用时间 t 小小于于 /3 ，则，则 i 的幅值也的幅值也按比例地减小。按比例地减小。依此类推，可以写成依此类推，可以写成 的通式的通式iiu=tii1i=6 , 2 , 1=i 总之，总之，在

40、一个周期内，磁在一个周期内，磁链空间矢量的尾部在链空间矢量的尾部在o点点，其，其顶端的运动轨迹也就是顶端的运动轨迹也就是6个电个电压空间矢量所围成的正六边形。压空间矢量所围成的正六边形。可以得到的结论是：可以得到的结论是： 如果交流电动机仅由常规的六脉波逆变器供电，磁如果交流电动机仅由常规的六脉波逆变器供电，磁链轨迹便是六边形的旋转磁场，这显然不象在正弦链轨迹便是六边形的旋转磁场，这显然不象在正弦波供电时所产生的圆形旋转磁场那样能使电动机获波供电时所产生的圆形旋转磁场那样能使电动机获得匀速运行。得匀速运行。 如果想获得更多边形或逼近圆形的旋转磁场，就必如果想获得更多边形或逼近圆形的旋转磁场，就

41、必须在每一个期间内出现多个工作状态，以形成更多须在每一个期间内出现多个工作状态，以形成更多的相位不同的电压空间矢量。的相位不同的电压空间矢量。逆变器的电压空间矢量虽然只有逆变器的电压空间矢量虽然只有8个，但可以利用现代电力电子个，但可以利用现代电力电子器件开关频率高的优势，将已有的器件开关频率高的优势，将已有的8个电压空间矢量进行个电压空间矢量进行线性组线性组合合，获得更多的与，获得更多的与u1 u6相位不同的等幅不同相的电压空间矢量相位不同的等幅不同相的电压空间矢量，从而用尽可能多的，从而用尽可能多的多边形磁链轨迹逼近理想的圆形磁场。多边形磁链轨迹逼近理想的圆形磁场。要有效地控制磁链轨迹，必

42、须解决三个问题要有效地控制磁链轨迹，必须解决三个问题：（1）如何选择电压矢量；）如何选择电压矢量；（2）如何确定各电压矢量的作用时间；）如何确定各电压矢量的作用时间；（3）如何确定各电压矢量的作用次序。）如何确定各电压矢量的作用次序。v 在常规六拍逆变器中一个扇区仅包含两个开关工作状态。在常规六拍逆变器中一个扇区仅包含两个开关工作状态。v 实现实现svpwm控制就是要把每一扇区再分成若干个对应于时控制就是要把每一扇区再分成若干个对应于时间间 t0 的小区间。按照上述方法插入若干个线性组合的新电的小区间。按照上述方法插入若干个线性组合的新电压空间矢量压空间矢量 us，以获得优于正六边形的多边形（

43、逼近圆形），以获得优于正六边形的多边形（逼近圆形）旋转磁场。旋转磁场。 电压空间矢量的线性组合与电压空间矢量的线性组合与svpwm控制控制 pwm控制显然可以适应上述要求，问题是，怎样控制pwm的开关时间才能逼近圆形旋转磁场。 科技工作者已经提出过多种实现方法，例如线性组合法，三段逼近法，比较判断法等，这里只介绍线性组合法。 基本思路基本思路图图 逼近圆形时的磁链增量轨迹逼近圆形时的磁链增量轨迹如果要逼近圆形，可以增加切换次数，设想磁链增量由图中的11 ， 12 ， 13 ， 14 这4段组成。这时，每段施加的电压空间矢量的相位都不一样，可以用基本电压矢量线性组合的方法获得。 线性组合的方法线

44、性组合的方法 图2-30表示由电压空间矢量和的线性组合构成新的电压矢量。 设在一段换相周期时间t0 中，可以用两个矢量之和表示由两个矢量线性组合后的电压矢量ur1 ，新矢量的相位为 。ur1u2u1202utt0101utt图2-32 电压空间矢量的线性组合图图2-30表示了由表示了由u1、u2构成新的电压构成新的电压空间矢量的线性组合，空间矢量的线性组合，设在原设在原u1状态结束后，期望在时间状态结束后，期望在时间t0内电压空间矢量内电压空间矢量ur1起作用，并有起作用，并有ur1 = u1 。采用部分采用部分u1矢量和部分矢量和部分u2矢量求和得矢量求和得到矢量到矢量ur1，t1u1/t0

45、和和t2u2/t0分别表示部分分别表示部分u1和部分和部分u2矢量，它们合成矢量为矢量，它们合成矢量为ur1。ur1与与u1和和u2相位均不同，而幅值相同相位均不同，而幅值相同ur1u2u1202utt0101utt图2-32 电压空间矢量的线性组合v 根据磁链幅值应为恒值的要求，可利用式（根据磁链幅值应为恒值的要求，可利用式（2-17）写出下）写出下列方程式：列方程式：v 上式中，上式中，u1 1作用时间为作用时间为t1 1，u2 2作用时间为作用时间为t2 2，按获得圆形，按获得圆形旋转磁场的要求，旋转磁场的要求，ur1r1作用时间应为作用时间应为t0 0，但，但t0 0不一定正好不一定正

46、好等于等于t1 1+t2 2，其时间的差额就由零矢量，其时间的差额就由零矢量u0 0（或（或u7 7）来补足。）来补足。（2-21）=0212111002010r1ttttttttdtdtdtdtuuuu=0212111002010r1ttttttttdtdtdtdtuuuuv 应当指出，零矢量作用期间磁链实际上处于静止等待状态。应当指出，零矢量作用期间磁链实际上处于静止等待状态。在式（在式（2-21）中，）中，u0 0的幅值为零，故：的幅值为零，故： 22110r1tttuuu=v 将上式变换到直角坐标系来表示，得将上式变换到直角坐标系来表示，得=330121000/sin/cosbtbts

47、incosat式中式中a= ur1 ，b=us，并令，并令 。求解上式可得：求解上式可得： muad) 2/3(=-=0020013sinmttsinmttur1u2u1202utt0101utt图2-32 电压空间矢量的线性组合 换相周期 t0 应由旋转磁场所需的频率决定， t0 与 t1+ t2 未必相等，其间隙时间可用零矢量 u7 或 u0 来填补。为了减少功率器件的开关次数，一般使 u7 和 u0 各占一半时间，因此)(2121007ttttt-= 0 开关状态顺序原则开关状态顺序原则v 在实际系统中，应该尽量减少开关状态变化时引起的开关损耗，因此不同开关状态的顺序必须遵守下述原则：任

48、意一次电压矢量的变化只能有一个桥臂的开关动作任意一次电压矢量的变化只能有一个桥臂的开关动作，表现在二进制矢量表示中只有一位变化表现在二进制矢量表示中只有一位变化，以满足最小开满足最小开关损耗。关损耗。 v 如果允许有两个或三个桥臂同时动作，则在线电压的半如果允许有两个或三个桥臂同时动作，则在线电压的半周期内会出现反极性的电压脉冲，产生反向转矩，引起周期内会出现反极性的电压脉冲，产生反向转矩，引起转矩脉动和电磁噪声。转矩脉动和电磁噪声。 新的电压矢量ur1的作用时间为t0，因而产生的磁链增量l1 = ur1t0，如图2-31所示。 在下一个t0期间，仍选用u1和u2的线性组合，但两者的作用时间与

49、前一区间不同，这样就可以获得与us相位不同的电压矢量ur2，相应的磁链增量为l2 。 由若干个不同相位的li（i=1，2，3，）组成的磁链矢量顶端轨迹呈一新的多边形，比正六边形更接近圆形。2114121113v 在图2-28中，逆变器的一个工作周期中六个电压空间矢量形成六个扇区，每个区间为/3电角度。v 各工作区间对称，一个扇区的状态可推广到其它扇区。v 在常规六拍逆变器中一个扇区只有一个开关状态起作用，而svpwm控制是把每一扇区再分成若干个小区间。v 每个小区间有若干个线性组合的电压空间矢量ur按一定规律作用，从而可以获得逼近圆形的多边形旋转磁场。v 一个扇区内所分的小区间越多，就越能逼近

50、圆形旋转磁场。图图2-28b 电压空间矢量图电压空间矢量图(010)c(001)( (011)（101）(100)(110)1u2u3u4u5u6ureaimb8u7uov 每一个 t0 相当于 pwm电压波形中的一个脉冲波。例如：v 图2-28b所示扇区内的区间包含t1， t2，t7 和 t8 共4段，相应的电压空间矢量为 u1，u2，u7 和 u0 ，即 100，110，111 和 000 共4种开关状态。 为了使电压波形对称，把每种状态的作用时间都一分为二，因而形成电压空间矢量的作用序列为：12700721，其中1表示作用u1 ，2表示作用u2 ，。 这样，在这一个时间内，逆变器三相的开

51、关状态序列为100，110，111，000，000，111，110，100。 按照最小开关损耗原则进行检查，发现上述1270的顺序是不合适的。 为此，应该把切换顺序改为01277210，即开关状态序列为000，100，110，111，111，110，100，000，这样就能满足每次只切换一个开关的要求了。 t0 区间的电压波形区间的电压波形 第扇区内一段t0区间的开关序列与逆变器三相电压波形虚线间的每一小段表示一种工作状态 由电机学原理，交流电动机的转速取决于旋转磁场的速度，由电机学原理，交流电动机的转速取决于旋转磁场的速度，即定子磁链矢量的旋转速度。即定子磁链矢量的旋转速度。由前面的分析可知

52、，当忽略定子绕组电阻压降（该值一般很由前面的分析可知，当忽略定子绕组电阻压降（该值一般很小）时，定子磁链矢量的变化率与电压矢量幅值成正比。因小）时，定子磁链矢量的变化率与电压矢量幅值成正比。因此通过改变电压矢量的大小可以改变旋转磁场的旋转速度即此通过改变电压矢量的大小可以改变旋转磁场的旋转速度即控制电动机的转速。控制电动机的转速。 v电动机的转速控制电动机的转速控制11 u=t可采用下述两种不同的方式：可采用下述两种不同的方式： （1）改变逆变器直流侧电压）改变逆变器直流侧电压 逆变器的直流电源电压逆变器的直流电源电压ud改变后各电压矢量皆成比例变化改变后各电压矢量皆成比例变化 优点：优点：磁

53、通（磁链）与转矩（转速）分别进行控制，可按保磁通（磁链）与转矩（转速）分别进行控制，可按保持磁链矢量幅值不变及减小谐波影响选取电压矢量，优化持磁链矢量幅值不变及减小谐波影响选取电压矢量，优化pwm逆变器的开关模式；逆变器的开关模式； 缺点：缺点：需要采用可控整流电路或采用斩波器进行直流调压，需要采用可控整流电路或采用斩波器进行直流调压，增加了控制电路的复杂程度。增加了控制电路的复杂程度。 适合于在电动机额定转速以下降压调速的恒转矩控制方式。适合于在电动机额定转速以下降压调速的恒转矩控制方式。额定转速以上的恒功率控制可采用弱磁方式，即保持额定转速以上的恒功率控制可采用弱磁方式，即保持pwm逆逆变

54、器直流侧电压不变，电动机转速将随给定磁链的减小而升高变器直流侧电压不变，电动机转速将随给定磁链的减小而升高。（2）通过插入零电压矢量控制电动机的转速。）通过插入零电压矢量控制电动机的转速。 8个电压矢量中有个电压矢量中有2个是零矢量（个是零矢量（u0，u7），由上述分析，），由上述分析，磁链矢量磁链矢量 i的旋转速度近似与所选的电压矢量幅值成正比。的旋转速度近似与所选的电压矢量幅值成正比。 因此，如果某时刻选取的是零电压矢量，则该时刻的磁链因此，如果某时刻选取的是零电压矢量，则该时刻的磁链矢量的旋转速度近似为零，这样就可以通过适当选用零电压矢矢量的旋转速度近似为零，这样就可以通过适当选用零电压

55、矢量来降低磁链矢量量来降低磁链矢量 i i的旋转速度。的旋转速度。小小 结结（1）电动机旋转磁场逼近圆形的程度取决于小区间时间）电动机旋转磁场逼近圆形的程度取决于小区间时间t0的长的长短，短，t0越小，旋转磁场越逼近圆形，但越小，旋转磁场越逼近圆形，但t0的最小值受功率开关的最小值受功率开关器件允许的开关频率的限制。器件允许的开关频率的限制。（2）利用电压空间矢量直接生成）利用电压空间矢量直接生成pwm脉冲，计算简便。脉冲，计算简便。（3）采用电压空间矢量）采用电压空间矢量pwm控制时，逆变器输出线电压基波控制时，逆变器输出线电压基波最大幅值为直流侧电压，这比一般的最大幅值为直流侧电压，这比一

56、般的spwm逆变器输出电压高逆变器输出电压高15%。 （4） svpwm控制直接着眼于如何控制直接着眼于如何使电动机获得圆形磁场使电动机获得圆形磁场，从而获得均匀的电磁转矩，有效地抑制了转矩脉动和噪声。从而获得均匀的电磁转矩，有效地抑制了转矩脉动和噪声。v 思考题：思考题：v 电流跟踪控制的滞环环宽应如何选择？电流跟踪控制的滞环环宽应如何选择？v 如何运用已有的如何运用已有的8个电压空间矢量进行线性组合，获得个电压空间矢量进行线性组合，获得与与u1 u6相位不同的电压空间矢量？相位不同的电压空间矢量？v 请画出请画出svpwm控制方式下，第控制方式下，第扇区内一段扇区内一段t0区间的区间的开关

57、序列与逆变器三相电压波形（依据最小开关损耗的开关序列与逆变器三相电压波形（依据最小开关损耗的原则）。原则）。五、优化五、优化pwm技术技术 优化优化pwm即根据某一额定目标将所有工作频率即根据某一额定目标将所有工作频率范围内的开关角度预先计算出来，然后通过查表或范围内的开关角度预先计算出来，然后通过查表或其他方式输出，形成其他方式输出，形成pwm波形波形 。 低次谐波消去法低次谐波消去法 效率最优法效率最优法 转矩脉动最小转矩脉动最小pwm 特定谐波消去法的输出波形特定谐波消去法的输出波形图6-9owtuoud-ud2a1a2a3图2-32 特定谐波消去法的输出pwm波形采用直接计算的下图中各

58、脉冲起始与终了相位采用直接计算的下图中各脉冲起始与终了相位 1， 2， m的方法，以消除指定次数的谐波，构成近似正弦的的方法，以消除指定次数的谐波，构成近似正弦的pwm波形波形（selected harmonics elimination pwmshepwm）。）。消除指定次数谐波的pwm 控制技术 对图对图2-32的的pwm波形作傅氏分析可知，其波形作傅氏分析可知，其k次谐波相电压幅值次谐波相电压幅值的表达式为的表达式为 （2-27） 式中式中 ud变压变频器直流侧电压；变压变频器直流侧电压； 1以相位角表示以相位角表示pwm波形第波形第i个起始或终了时刻。个起始或终了时刻。 从理论上讲，要

59、消除第从理论上讲，要消除第k次谐波分量，只须令式（次谐波分量，只须令式（2-27）中）中的的ukm=0，并满足基波幅值为所要求的电压值，从而解出相应，并满足基波幅值为所要求的电压值，从而解出相应的值即可。的值即可。-=mkkuu1iiidkmcos) 1(212需要值=-=54321dm1cos2cos2cos2cos2cos212uu05cos25cos25cos25cos25cos215254321dm5=-=uu07cos27cos27cos27cos27cos217254321dm7=-=uu01234567-1.5-1-0.500.511.501234567-1.5-1-0.500.

60、511.5 这种方法的优点是利用这种方法的优点是利用较低的开关频率较低的开关频率，可有可有效地抑制某些低次谐波效地抑制某些低次谐波，用有限的开关频率实现系，用有限的开关频率实现系统的高性能，因此在统的高性能，因此在大功率或电流型逆变器大功率或电流型逆变器中应用中应用较多。但指定次数以外的谐波却不一定减少，不过较多。但指定次数以外的谐波却不一定减少，不过它们已属高次谐波，可以较容易地用滤波器加以消它们已属高次谐波，可以较容易地用滤波器加以消除。此外，其主要缺点是除。此外，其主要缺点是实时控制困难实时控制困难，并且高次，并且高次谐波的幅值大大增加了，这会引起损耗增加。谐波的幅值大大增加了，这会引起