大电流充电器设计

1、学院毕业设计（论文）题目：大电流充电器设计学 生 姓 名： 学号： 学 部 （系）： 机械与电气工程学部 专 业 年 级：电气工程及其自动化 指 导 教 师： 职称： 2010年5月16日 I目 录 摘要 Abstract 绪论 11. 铅酸蓄电池的工作原理与快速充电方法研究 31.1 铅酸蓄电池的工作原理 31.2 铅酸蓄电池的快速充电方法31.2.1 麦斯定律31.2.2 快速充电的分类41.2.3 变电压变电流波浪式正负零脉冲快速充电法52. 总体设计要求62.1 系统的设计要求62.2 快速充电方法的选择62.3 系统硬件电路的实现62.4 充电方法的控制与实现的简单介绍73. 系统硬

2、件的设计73.1 充电电源部分73.1.1 开关电源原理73.1.2 开关电源主回路设计83.1.3半桥变换器中功率变压器参数的设计133.1.4 半桥变换器中功率变压器参数的设计结果173.2 开关电源PWM控制电路的设计183.3 辅助电源部分的设计与实现223.4 充放电及其控制电路的设计243.5 系统保护措施的设计264. 充电方案软件实现284.1 软件流程28结束语29参考文献29致谢30大电流充电器摘要 据研究表明充电过程对电池实际使用寿命的影响约占70，放电过程的保护、限流、控制器的能量回收以及驱动部分效率的提高对蓄电池寿命影响约占30。由此可见，一个好的充电器对蓄电池的使用

3、寿命是至关重要的。我们以现在在电动自行车上普遍使用的全密封型免维护铅酸蓄电池对对象。在分析充电过程蓄电池内部化学反应机理和快速充电理论的基础上，分析比较了恒流充电法、恒压充电法、多阶段充电法、脉冲充电法、变电流间歇充电法、变电压间歇充电法等多种充电方法，然后提出了一种新型的波浪式正负零脉冲间歇充电方法。通过对智能充电算法的研究，采用单片机作控制器，实时监控电压、电流，使充电过程按理想的充电曲线进行，达到既保护电池，又能使电池充满的最优效果。本系统对新型充电电源和充电方法的研究，不仅可以在电动自行车等助力车行业得到应用，而且对相关的多个技术领域如电力系统、通信网络等都有借鉴作用。关键词：电动自行

4、车； 铅酸蓄电池； 快速充电； 波浪式； 正负零脉冲； 间歇时间Abstract The charging process have a crucial influence on the battery life，for the rest factors，the protection from against over discharging， inversing of the energy of controlling process， respectively70and 30. The fully recombining sealed leadacid battery is the mai

5、n Subject investigated .One new charging method，undulant variable current and voltage charge with positivezeronegative and interval rest time，is put forward based on the constant current charge，constant voltage charge，pulse charge，reflex charge，variable current charging with interval rest time and v

6、ariable voltage charging with interval rest timeCharging power consist of halfbridge converter and auxiliary unitsCharging and discharging process are controlled by MCU to realize the intelligent safe full chargeThis charging system is simple and useful in electric bicycle，even in electric power sys

7、tem or communication networks Key Words：Electric bicycle；Leadacid battery；Fast charge；UndulantPositive-zero-negative pulse；Interval32绪论为缓解燃油机车对环境造成的严重污染和日益突出的能源危机，寻找新型的交通工具势在必行。而电动车以其零污染、高效率、低噪声展现了良好的应用前景，其中电动自行车更是以实用经济广受关注。庞大的人口基数使我国在电动自行车上有广阔市场前景，但我们的发展情况不如人意。其中蓄电池特性及蓄电池的使用始终是制约电动车的进步和发展的主要问题。目前对蓄

8、电池多数采用简单的定电压或恒流方式充电，没有很好的解决充电特性及电池的不一致性。往往会出现好电池充不满而坏电池被充坏的现象，不能达到无伤害充电的要求。充电时间多为6-8小时，对夜间来说是已经满足要求，但不能满足白天快速充电的要求。蓄电池的主要指标有寿命、重量、和能量比。目前国产蓄电池的电池寿命仅一年左右，这对使用者来说是难以接受的。因此，电池的实际寿命仍然是电动助力车的“瓶颈问题”。如何提高电池的使用寿命，也就成了电动助力率开发研制的技术关键。事实上一辆电动助力车电池的实际使用寿命可由函数关系式(1)表示： L=f(，) (01)其中：电池充电；电池放电；控制器；驱动器，L电池实际寿命，它是几

9、个相关因素的函数。齐国光等教授在所写的论文中谈及“八五”、“九五”期间电动汽车的攻关时指出：充电过程对电池实际使用寿命的影响约占70，放电过程的保护、限流、控制器的能量回收以及驱动部分效率的提高对蓄电池使用寿命的影响约占30。因此电池的质量和使用是电动助力车需要解决的关键问题。充电器应以无伤害、长寿命为根本目标。采用先进的充电方法，这是目前提高电池使用寿命的关键途径。在60年代中期，美国科学家Max对开口蓄电池的充电过程作了大量的试验研究，并提出了以最低出气率为前提的蓄电池可接受的充电曲线，如图l最佳充电曲线所示。实验表明，如果充电电流按这条曲线变化，就可以大大缩短充电时间，并且对电池的容量和

10、寿命也没有影响。原则上人们就把这条曲线作为最佳充电曲线。图1 最佳充电曲线当用恒压充电法充电时，充电电源的电压在全部充电时间里保持一定的数值，随着蓄电池端电压的逐渐升高，电流逐渐减少，因而与恒流充电法比较，其充电过程更接近于最佳充电曲线。用恒定电压快速充电，由于充电初期蓄电池电动势较低，充电电流很大，随着充电的进行，电流将逐渐减少，因此它只需简易控制系统。然而，恒定电压法在充电时所控制的电压值，不仅包括蓄电池的电动势，而且包括极柱、连接条、极板、隔板、电解液、接触电阻以及极化现象引起的电压降。这些电压降对于不同结构型式的蓄电池和同一结构型式不同使用期限的蓄电池都是不同的，这就引起了很大的误差，

11、影响充电质量。为了避免蓄电池内电阻压降对于充电的影响，又有采用无电阻恒压法充电。无电阻恒压法的控制电压选用无电阻压降的电压值，即无电阻电压的测定是暂时中断充电电流并在其恢复之前很快地读出电压。充电电流有间断，这对于消除极化现象是有利的。快速充电技术是在常规充电技术的基础上发展起来的一种技术。比较流行的有脉冲式充电法、RefleX充电法、变电流间歇充电法、变电压间歇充电法等。这些方法都是围绕着最佳充电曲线进行设计的方法，目的就是使其充电曲线尽可能地逼进最佳充电曲线。本系统的面向对象是电动助力车装配用的铅酸蓄电池。以铅酸蓄电池为研究对象，是考虑到目前大多数助力车所使用的蓄电池仍然是铅酸蓄电池，而且

12、是密封免维护铅酸蓄电池，一般为两节或三节串连，每节蓄电池电压为标准的12V。充电过程中的温升和析气是必须考虑的问题。本课题的研究主要包括以下几个方面：一是对新型充电方法的探讨。在对现有多种充电方法分析研究的基础上，提出了一种新型的波浪式正负零脉冲充电方法。二是系统的硬件设计，主要部分是对新型充电电源的研究，设计了比较先进的半桥逆变型高频开关电源。三是探讨充电方法的控制和实现问题。通过对智能充电算法的研究，采用单片机作控制器，实时监控电压、电流，便充电过程按理想的充电曲线进行，达到低温升快速充电、又能使电池充满的最优效果。本系统对新型充电电源和充电方法的研究，不仅可以在电动自行车、电动摩托车等电

13、动助力车行业中得到应用，而且对相关的多个技术领域都有指导和借鉴作用，如电力系统、通讯网等。1. 铅酸蓄电池的工作原理与快速充电方法研究1.1 铅酸蓄电池的工作原理 铅酸蓄电池是一种原电池，实现了从化学能到电能之间的转变。铅酸蓄电池由正负极板，电解液和电解槽组成。正极板的活性物质是二氧化铅()，负极板的活性物质是灰色海绵状的金属铅()，电解液是浓度为2737的硫酸水溶液。放电反应式：充电反应式：1.2 铅酸蓄电池的快速充电方法研究1.2.1 麦斯定律 第一定律：一个蓄电池以任何给定电流放电，它的充电接受率a是和放电容量成反比，即 (1-1) 第二定律：对于任何给定的放电深度，一个蓄电池的充电接受

14、率和放电电流的对数呈线性关系。也就是 = (1-2) 根据此定律可知，以小电流长时间放电的蓄电池，充电接受率低；相反，以大电流短时间放电的蓄电池，充电接受率高。 第三定律：一个蓄电池经几种放电率放电，其充电接受电流是各个放电电率下接受电流之和。即 (1-3)同时服从一下规律：式中总接受电流放出的总电量总的充电接受率放电可使全部放掉的电量增加，同时也使总的充电接受电流增加。适当的放电，将使的增加比的增加快。所以，蓄电池在充电前或充电过程中成功地放电，将增加充电接受率。1.2.2 快速充电的分类 (1)恒定电压法 恒定电压法是在确定并保持充电电压为某一恒定值的情下，所进行的充电方法。此电压值应选取

15、与蓄电池充电过程中出气点相应的电压值。 图1-1 恒压充电电压和电流 图1-2 恒流充电电压和电流(2)恒定电流法 恒定电流法是在充电过程中一直保持充电电流恒定的充电方法。为实现快速充电，必须采用较大的电流进行充电，因此造成充电后期蓄电池大量出气，过量出气是不允许的，所以一般不采用。(3)阶段充电法 包括二阶段充电法和三阶段充电法。二阶段充电法一般采用恒定电流和恒定电压相结合的快速充电方法。如图1-3所示。首先以恒定电流充电至预定的电压值，然后改为定电压完成剩余的充电。一般两阶段转换电压就是第二阶段的恒定电压。三阶段充电法是在充电开始和结束是采用定电流，中间用定电压充电。当电流衰减到预定值时，

16、由第二阶段转换到第三阶段。这种方法可以将出气量衰减到最少，但作为一种快速充电方法，还受到限制。 图1-3 先恒流后恒压充电电压和电流波形(4)Reflex快速充电法 Reflex充电模式的一个周期由3个模式组成：正向充电脉冲，反向瞬间放电脉冲，维持及检测用的脉冲。 如图1-4所示。图 1-4 Reflex快速充电电流波形(5)变电流间歇充电 它是建立在恒流充电和脉冲充电的基础上，其特点是将恒流充电段改为限压变电流间歇充电段。充电前期的各段采用变电流间歇充电的方法，保证加大充电电流，获得绝大部分充电量。充电后期采用定电压充电段，获得过充电量，将电池恢复至完全充电态。如图15所示。图1-5 变电流

17、间歇充电曲线 (6)变电压间歇充电法 在变电路间歇充电的基础上又有人提出了变电压间歇充电法。如图1-6所示。此法较变电流间歇充电更符合最佳充电曲线。图1-6 变电压间歇充电曲线1.2.3 变电压变电流波浪式正负零脉冲快速充电法任何一种充电制度都必须规定充电电流的大小及其变化规律。为了缩短充电时间，必须加大充电电流值，控制充电电流变化规律。脉冲充电放电去极化快速充电制度，要从充电电流和去极化措施两方面确定实现蓄电池快速充电必须遵循的原则。因此，1.快速充电电流值不宜过大 2.充电电流应随着充电的进行而逐渐降低 3.充电过程中必须采用适当的去极化。通过以上的讨论，结合脉冲充电、Relflex快速充

18、电、变电流间歇充电法、变电压间歇充电法的优点提出了变电压变电流波浪式正负零脉冲间歇快速充电法。如图1-7所示。脉冲充电法充电电路的控制有两种：脉冲电流幅值固定不变，PWM(驱动充放电开关管)信号的频率可调，从而调节充电电流；另一种就是脉冲电流的幅值是可变的，而PWM信号的频率是固定的。我们所设计的系统中采用了一种不同于这两者的控制模式，脉冲电流幅值和PWM信号的频率都是固定的，而PWM占空比可调，并在此基础上加入了间歇停充阶段，提高蓄电池的充电接受能力。 图1-7 波浪式正负零脉冲间歇快速充电电流波形2. 总体设计要求2.1 系统的设计要求 1充电过程实施智能控制，快速完成充电，主要能进行断电

19、和短路检测。2充电过程实时监测和显示充电状态。3电池充满后自动转入涓流补足充电状态。4. 电源空载输出电压>36V,可调(目前电动自行车多配备23节12V7Ah蓄电池，其中又以2节的情况占绝大多数。)5. 电源的充电电流可在0-8A范围内可调。2.2 快速充电方法的选择1.快速充电的一般要求 充电方法的选择对于充电效果的影响是至关重要的。本系统所要求的快速充电，一方面要求能够最大程度地加快蓄电池的化学反应速度，缩短蓄电池达到满充状态的时间：另一方面，又要保证蓄电池正负极板的极化现象尽量的少或轻。以这种标准为出发，通过比较前面已分析的几种传统的充电方法和几种快速充电方法，提出了变电压变电流

20、间歇波浪式正负零脉冲充放电快速充电方法。该方法是基于以下的认识：(1) 极化是自始至终都存在的，因此必须全过程添加去极化措施；放电是有助于去极化的，进而提高充电速率；(2) 充电电流随着充电的进行逐渐下降是必要的；(3) 充电电流不宜选择过大，以0.8C为宜：(4) 间歇停充也有助于消除极化，特别是浓差极化。2充电中断控制方法在快速充电系统中，中断控制技术的选择很重要。常用的终止控制方法有定时控制、电压控制、出气率控制和温度控制。根据以上的讨论，结合本系统的实际需要，设计选用电压变化率监测法作为主要的中断控制法，另外结合了最高电压法、定时控制法作为辅助中断控制方法。2.3 系统硬件电路的实现系

21、统硬件包括两个大部分：充电电源设备以及控制电路。硬件框图如图2-1所示。主要由半桥功率变换器、驱动器、PWM控制器、微处理器、充电电路、放电电路六部分组成，并具有过流保护，过压保护。结合软件还可实现电池接反和掉电检测。 图表 2-1 智能充电系统框图2.4 充电方法的控制与实现的简单介绍采集到的电池端电压、充电电流、电池温度等状态信息，送入CPU后要进行必要的处理和判断，才能得到相应的控制电压，单片机输出充电信号、间歇停止充电信号、放电信号脉冲到充电、放电电路，从而实现对蓄电池充电、停充和放电持续时间的控制，对各个阶段内充电电流以及充电电压的平均值进行调节，使其符合充电电流接受率下降的特点。同

22、时在充电过程中，通过反馈电阻反馈信息到PWM控制器的内部电流误差放大器和内部电压误差放大器的反向和同向输入端，实现充电电源输出恒流和恒压的控制，并且通过调节反馈电阻值的大小，实现限流值和限压值的调节，以适应不同的蓄电池。3. 系统硬件的设计 3.1 充电电源部分3.1.1 开关电源原理图3-1 高频开关电源电路原理框图如图31所示，高频开关电源由以下几个部分组成：输入滤波器、整流滤波器、开关逆变器(含高频变压器)、输出整流滤波器、检测电路、控制电路、保护动作电路和辅助电源。输入滤波器是过滤掉电网存在的杂波，同时也阻止本机产生的噪音反馈到公共电网。整流滤波器则将电网交流电源直接整流为较平滑的直流

23、电，以供下一级变换。逆变器将整流后的直流电逆变为高频交流电。这是高频开关电源的核心部分，频率越高，体积、重量与输出功率之比越小。当然并不是频率越高越好，这里还涉及到元器件成本、干扰、功耗等多种因素。输出整流滤波器则根据负载需要，提供稳定可靠的直流电源。控制电路一方面从输出端取样，经与设定标准进行比较，然后去控制逆变器，改变其频率或脉宽，达到输出稳定；另一方面根据测试电路提供的数据，经保护电路鉴别，提供控制电路对整机进行各种保护措旖。检测电路不但提供保护电路中正在进行中的各种参数，还提供各种显示仪表数据给值班人员观察等。辅助电源则提供所有单一电路所谓的不同要求的电源。在我们设计的电路里，采用了半

24、桥型功率变换器，其中开关管选用了双极型晶体管。交流输入经过滤波电路滤掉电网中的杂波，再经过桥式整流电路，得到一个高压直流输出。这个直流输出继续输入到一个电阻电容均压网络中，从而为半桥变换器提供一个幅值为150V的直流输出信号。由于选用了普通双极型晶体管，为了得到适合的驱动信号，我们在开关管的基极各自加了一个加速开关电路，来加速开关管的导通。3.1.2 开关电源主回路设计1.开关电源的损耗：PWM型开关电源中的损耗可分为两类：导通损耗和开关损耗。在现代开关电源中，最常用的功率开关元件是MOSFET，这种器件具有一定的导通电阻，因此，电流流过这类开关管时，导通电阻将产生一定的功耗，这种损耗为导通损

25、耗。损耗功率只由下式计算： (31)在功率开关管开关和关断过程中，开关管不仅流过较大的电流，而且还承受较高的电压，因此开关管也将产生较大的损耗，这种损耗称为开关损耗。开关损耗又可以分为开通损耗、关断损耗和电容放电损耗。功率开关管关断过程中的能量，等于关断时间内开关管承受的电压电流乘积的积分，即： (32)假设在关断过程中，开关管承受的电压和电流线性变化上式可简化为： (33)式中为关断过程中流过开关管的电流最大值。为关断过程中开关管承受的电压最大值。上式乘以开关频率，就可得到开关管在关断过程中的总功耗即： (34)开通损耗可用下式表示： (35)众所周知，功率MOSFET的漏源极之间具有较大的

26、电容，该电容充电和放电时，也将产生损耗，这种损耗通常称为电容放电损耗。功率MOSFET漏源极寄生电容，充放电产生的功耗可以由下式计算： (36) 2.功率元件的选择和设计图3-2 双极型晶体管开通关断的波形及时间定义图考虑到本系统的实际应用要求是是小功率、低成本，开关频率(50)不是很高，选用了东芝(TOSHIBA)公司的2SC3306N型硅双极型晶体管。具体参数如下： 平滑滤波电路：无源滤波器主要有电容滤波器(又称C型滤波器)、电感滤波器(又称L型滤波器)、复式滤波器。复式滤波器又有r型LC滤波器、型LC滤波器、兀型RC滤波器。考虑到实际的设计要求，特别是成本的考虑，在本充电系统里仍然采用了

27、低成本的无源滤波器。1输入滤波电路电源输入滤波电路是接在交流电网与开关电源输入级之间的装置其作用是隔离交流电网与开关电源之间的相互干扰。一方面，电源输入滤波电路消除来自电网的各种干扰，如开关器件的合闸和关断，雷击等产生的尖峰干扰；另一方面，它同时也防止开关电源产生的高频噪声向电网扩散而污染电网。输入滤波器接在电网输入和整流桥之间。具体的如图33所示，是一个双型LC滤波器。它是两个兀型LC滤波器的并联。整流输出的电流首先经过每个以型LC滤波器中的电容滤波，然后再经型LC滤波器滤波，从而能够使输出电压的脉动系数大幅度下降，滤波效果显著改善。其中L1是一个共扼电感，它有两个独立的却有相同匝数的线圈，

28、绕在同一个铁芯上。2输出滤波器的设计在开关电源中，电源输出滤波电路是接在开关电源整流电路后输出端之前。高频开关电源输出滤波器件的取值决定于高频元件性能和低电压大电流的工作状态，因工作在高频范围器件的取值和体积可大大减小。考虑到小型化以及成本，我们选用了相对简单的输出滤波电路，相应的设计了滤波电感和滤波电容。主要有充电电源的LC输出滤波和辅助电源的RC滤波。参见图34。 图3-3 输出滤波电路的设计图3-4 输出滤波电路设计开关管驱动电路的设计1.基极驱动电路观察图32可以发现，双极型晶体管的基极驱动电流的波形并不是一个很完美的脉冲波，而是在开始时驱动电流比较大，随后慢慢衰减。而驱动变压器输出的

29、是一个方波信号。选择一个合适的驱动电路使得驱动变压器的输出信号尽量适合晶体管的基极驱动电流波形。这一点对于一个开关管的迅速导通和安全使用都是很重要的。本系统中的开关管加速开关网络，提供了较为理想的驱动电流波形。如图35所示。电容、构成了开关管的加速开关网络。变压器一开始输出驱动脉冲信号，不但给加速开关网络中的电容、充电，而且还通过二极管流向开关管的基极。因此流过晶体管基极的驱动电流比较陡，幅值大；随着充电的进行，电容上的电压逐渐建立，当电容充满电之后，驱动信号只能通过二极管网路，显而易见此图3-5 基极驱动电路时的基极驱动电流辐值跑电容未充满电之前要低，构成基极驱动电流的后半部较平缓分，电阻、

30、是为了使开关管处于微导通状态。如果两个开关管、均处于关断状态，只有集电极电流的存在，而开关管、的集电极漏电流、是不可能完全一致的，从而导致A点电压不是位于中点电压，有一个较大的误差。这种情况下电路是没有输出的，这无疑降低了变压器的输出效率。如果有了分压网终，能给开关管、的基极提供电流、，并使褥=，在集电极上就有=而>>，>>。使得出于漏电流的不一致性导致对中点电位的影响微乎其微。A点电压位于输入电压中点值。图33中所示的脉冲信号是由驱动变压器产生。TL494脉宽调制器的8脚11脚为器件末级两个输出三极管的集电极输出，分别和驱动晶体管，经过三极管放大之后，再驱动变压器。这

31、样也实现强电和弱电信号的隔离。图中二极管、是射级自举电路，是旁路电容。的次级输出实际的波形如图36所示，图3-7是其初级波形示意图。图3-6 驱动变压器T1次级输出波形图3-7 驱动变压器T1初级波行开关稳压电源的功率变换器形式很多，不同的功率变揆器电路，输入功率变压器的波形不同，其工作特点也不同。通常功率变压器按工作状态可分为以下两类。2.双端功率变压器双端功搴变压器存全桥、半桥和推挽等形式。变压器初级组在一个周期的正、负半周加上一个幅值和导通脉宽都楣同而方向相反的脉冲方波电压。变压器的初级绕组在正负半周的激励电流大小相等、方向相反。因此变压器磁芯中产生的磁通沿着交流磁滞网线对称地上、下移动

32、。如图3-8所示。磁芯工作于整个磁滞回线上，在一个周期中，磁感应强度从正最大值变化到负最大值，磁芯中的直流磁化分量基本为零。图3-8 在交变磁化下的磁滞回线3.单端功率变压器 单端功率变压器有单管正激式、反激式、双簧正激式及反激式等电路形式。变压器初级绕组在一个周期内加上一个单向的脉冲方波电压，变压器磁芯中磁通单向沿磁滞回线第一象限部分上下移动，变压器磁芯单向激励，磁感应强度在最大使到剩余磁感应强度之间变化。在选择功率变压器初、次级绕组导线线径时，应遵循导线直径小于两倍穿透深度的原则。当导线要求的截面大于由穿透深度决定的最大有效直径时，应采用小直径的多股导线并绕，尤其是副边大电流绕组最好能采用

33、宽而扁的铜带，宽度和变压器磁芯窗13的高度接近，厚度则以穿透深度的两倍来限制。3.1.3半桥变换器中功率变压器参数的设计变压器设计的一般要求磁感应强度和电流密度是变压器在给定设计条件下进行设计时必须给出的设计参数。当电路形式、工作频率、磁芯尺寸给出后，变压器功率P与B和J的乘积成正比。其中：B工作磁感应强度(T)；J电流密度(A)。当变压器尺寸一定时，B和J选得高一些，则某一给定的磁芯可输出更高的功率，反之，为了得到某一给定的输出功率，B和J选得高一些，变压器的尺寸就可以小一些，因而可减小体积，减轻重量，降低成本。但是B和J的值提高会受到电性能各项技术要求的制约，例如，若B值过高，激磁电流过大

34、，造成波形畸变严重，会影响电路安全工作和输出纹波增加；若J值过高，铜损增大，温升将超过规定值。因此在确定磁感应强度和电流密度时，应考虑电性能的要求和经济设计条件。1.确定磁感应强度B 它的设置必须考虑两个问题：当输入电压达到设计最高值时磁芯不饱和；变压器总损耗产生的温升满足设计要求。理论和实际表明，在给定的温升条件下，当磁芯损耗与铜线损耗耦等时，开关电源变压器输出功率最大，同时要求确保磁芯不会饱和。设计时初选磁感应强度可根据功率P(w)，工作频率f(kHz)，平均温升()，按照强59查出系数而，按式3-9计算工作磁感应强度B= (3-9) 式中： B工作磁感应强度（T） 磁感应强度系数 磁性材

35、料最大工作磁感应强度（T）图3-9 磁感应强度系数 一般R2K铁氧体磁芯，取0。3T；IJ851含金取0。5T；CO基非晶态合金，取06T。2. 计算变压器铜耗根据温升条件来确定变压器总损耗，减去磁芯损耗就是铜耗，再根据铜耗来计算电流密度。计算铜耗应在磁芯规格确定后进行。 （3-10）式中：一变压器锅耗(W)；q一交压器单位表面积所损耗的平均功率（W)；一变压器表面积()；一在工作磁感应强发积频率下单位质量的磁芯损耗(Wkg)；一磁芯质量(kg)。3. 计算电流密度J按式3-11计算电流密度： （3-11）式中：Z铜耗因子，见式3-12。 铜线质量(kg)，见式3-13 （3-12） （3-1

36、3）式中：一线圈平均匝长(cm)； 一磁芯窗口面积()： 一铜线窗口占空系数。 双极性开关电源变压器的具体设计：双极性开关电源变压器有全桥、半桥、推挽等几种。次级整流方式有全波整流和桥式整流。一般而言这几种变换器开关变压器工作状态类似普通的电源变压器。设计方法如下: (1) 级绕组电压幅值: （3-13）式中初级输入额定电压变压器初幅值(V)；变压器输入直流电压(V)；变压器初级绕组电阻压降和开关晶体管导通电压降(v)。(2) 次级绕组电压幅值: （3-14）式中变压器输出电压幅值(V)：变压器次级负载直流电压(V)；变压器次级绕组电阻压降和整流管压降(V)。(3) 次级绕组峰值电流变压器次级

37、绕组的峰值电流等于开关电源的直流输出电流 （3-15）式中: 变压器次级峰值电流(A)；输出直流电源(A)。(4) 次级电流有效值全波整流时有： （3-16）式中一次缀电流有效值(A)。(5) 初级绕组峰值电流 （3-17） 式中初级绕组峰值电流(A)。 (6) 初级电流有效值 对于半桥或桥式变换器而言，有 （3-18）式中初级电流有效值(A)。(7) 变压器输出功率 （3-19）式中变压器输出功率(W)。变压器计算功率开关电源变压器工作时对磁芯所需的功率容量值为开关电源变压器计算功率。计算功率的大小取决于输出功率及整流电路形式。由于双极性开关电源变压器本身效率接近95以上，设计时可按1设定。

38、对于半桥式变换器、全波整流输出而言，有计算功率如下计算式： （3-20）式中：包括整流元件在内的变压器负载功率(w)；不包括开关元件和整流元件在内，仅交压器的效率。（8）确定所需磁芯结构常数 （3-21） 式中：Y变压器所需磁芯结构常数()； 根据计算结果选择磁芯结构常数，使得Y，查得变压器散热表面积等效截面积等磁芯参数。初级绕组匝数 （3-22） 式中初级绕组匝数。 (9) 次级绕终匝数 （3-23） （3-24） 式中:，.，一次级各绕组匝数。(10) 确定导线规格 （3-25） （3-26） 式中: 各绕组导线所需截面积()：各绕组导线直径(mm)；各绕组有效电流(A)。计算所需导线直径

39、时，应考虑趋肤效应的影响，当直径大于两倍穿透深度时，应尽可能采用多股导线并绕。采用n股导线并绕时，每股导线的直径按下式计算： （3-27）式中：n导线股数；n股导线并绕时每股直径。 (11) 损耗和温升 开关电源变压器的损耗由绕组铜损耗和磁芯损耗两部分组成。绕组铜损耗取决于绕组电流有效值和导线交流电阻。 （3-28） 式中:各绕组铜损耗(W)；各绕组交流电阻() (12) 变压器总铜损耗： （3-29） 式中Pm一变压器总铜耗。 而对于磁芯损耗，取决于磁感应强度、工作频率、电路工作状态和所选用的磁性材料的性能。对于双极性开关变换器，磁芯损耗为： （3-30） 式中:磁芯损耗(W)； 在工作频率

40、、工作磁感应强度下单位质量的磁芯损耗(Wkg) 磁芯质量(kg)3.1.4半桥变换器中功率变压器参数的设计结果1. 变压器设计条件开关频率：f=50KHz输入电压：130V(130V-200V)输出电压：V01=36V，V02=12V输出电流：Iol=8A，I02=3A最大占空比：D=0.4环境温度： r=25允许平均温升：=50磁芯材料的最大工作磁感应强度：Bm=O.3T2 .变压器参数设计结果按照上一节所述顺序，计算各参数得：次级电流有效值=536A,=2A初级绕组峰值电流=249A初级绕组电流有效值，=2.23A变压器各绕组输出功率=173W，=21.5W铜耗因子Z=2.35变压器计算功

41、率P=468W所需磁芯结构常数Y=1820.7x查表，选磁芯规格E140，=5675.465x，有效截面积=1.49 ，散热表面积=52.5 ，平均匝长=894cm。满足Y。确定绕组匝数初级绕组匝数=22(匝)，=6(匝)，=2(匝)3.2 开关电源PWM控制电路的设计图3-10 内部等效电路调节开关电源的占空比，可使输出电压基本上不随负载变化或输入电压变化而变化。这种方法，实质是对晶体管导通脉宽进行调节和控制，称为脉宽调制法。在设计过程中，选用了美国TI公司的脉宽调制控制器TL494。其能够产生两路PWM输出，并且具有稳压、限流及保护功能。1.TL494的基本原理：TL494是一种脉宽调制型

42、开关电源集成控制器，它的特点如下：(1) 推挽或单端输出；(2) 最高工作频率为300;(3) 内部基准电压5V：(4) 输入电压4lV；(5) 较宽的工作温度范围：TL494I为4085，TL494C为20一85。图3-11 TL494管脚分配图其内部等效电路如图3一10所示。它由锯齿波发生器、D触发器、比较器l和2、误差放大器1和2、5V基准电源与两个驱动晶体管等组成。管脚分配如图511所示。脚1、2和脚15、16分别为两个比较器输入端；脚3为相位控制端；脚4为死区电平控制端；脚5、6为振荡器的R、C输入端：脚8、9和脚11、10分别为两个内部驱动晶体管的集电极发射极，通过它们发出的脉冲可

43、以控制变换器开关管的交替导通。脚1 3为输出状态控制端，当脚13为低电平时，两个内部驱动晶体管同时导通或截止，此时只能控制变换器的一个开关管，就形成单端输出；当脚13为高电平时，就可推挽输出。TL494在工作时，其工作频率仅取决于外接在锯齿波发生器上的定时元件和。的数值，一旦定时元件固定后，TL494输出信号的工作频率也就固定不变了。一般通过脚5、6分别接定时元件和。锯齿波发生器启振后，该锯齿波在片内分别被送到比较器1和2的同相输入端。一般开关电源的稳压控制、过流保护控制、过压保护控制等采样电压是加在误差放电器的同相输入端(脚1或16)或死区控制输入端(脚4)的。因此，在片内误差放大器的输出电

44、平与锯齿波在比较器2中进行比较，而死区控制电平与锯齿波在比较器1中进行比较，二者的输出分别得到一串具有一定宽度的矩形脉冲。它们同时送门电路，经D触发器分频后，再经相应的门电路去控制TL494内部的两个驱动三极管交替导通和截止，通过脚8和脚11向外输出相位相差180度的脉宽控制脉冲。工作波形如图3一12所示。由上可知，若TL494片内的两个误差放大器的反相输入端(脚2和脚15)的参考电位一定，当它们的同相输入端电平升高时，则可使片内的两个驱动三极管输出的脉宽调制控制脉冲的宽度变窄；反之，可使脉冲宽度变宽。另外，当死区控制端的电位高于C，上的电压时，片内的两个晶体管截止；当死区控制端电位不断下降时

45、，则可使两个驱动晶体管输出的脉宽调制脉冲宽度增加。实际中多应用TL494的内部基准电源向外提供+5V基准参考电压，再通过设置不同的电阻分压器来为两个误差放大器的反相输入端提供参考电位。 图 3-12 TL494各管脚工作波形图3-13 TL494外围电路设计如图3一13所示，TL494的外围电路的设计比较固定，这里分几个部分简单介绍。1.软启动保护：由前面的介绍可知，TL494的4脚是芯片的死区控制端。该脚上的落地电阻。还有跨接在14脚(内部基准电源端)之间的电容。在开机时，落地电阻上没有电流流过，上无电压。随着输入电源给电容。的充电。上开始流过电流，即4脚上开始建立一定的电压，片予开始工作。

46、这就是软启动。可见，充电电容。的值决定了软稿动的快慢。越大，软启动过程越短。而死区时间的大小由落地电阻上的电压决定，该值越高，死区时间越长。2.限流输出开关电源输出电压电流稳定是一个很重要的要求。TL494提供的内部基准电源和两个误差放电器可以很方便的实现这些功能。在我们设计的系统里，在基准电源14脚和变压器输出地端之间连接了电阻和可调电阻。电流误差放电器的反相输入端15脚接在两个电阻之间，因此可调电阻上的电压就是15脚的电压。而相同端16脚则通过一个的限流电阻和变压器地端相连。电阻R约50K，可调电阻约lK，在空载或允许输出电流值之内，16脚电压总是低于15脚电压，也就是说电流误差放大器总输

47、出为0，两个驱动三极管输出固定宽度的脉冲，电源输出限定的电流值。如果输出电滚过高，则16脚上(限流电阻)的电压高于15脚，放大器输出高电平，降低驱动三极管输出PWM脉宽，从而调节输出电流值，使之在限定值之内。调节可调电阻的值，可以调节最大输出电流。3.电压稳定输出同限流保护类似，电压稳定措施也是利用了内部电压误差放大器和输出电压之间构成的负反馈。如图57所示，14脚电压经电阻、分压接到电压误差放大器的反相输入端2脚，比如均压值25V：同相输入端接输出电压的反馈电路中，反馈支路由R。R。以及可调电阻VR组成。当输出电压在允许电压值之内时，误差放大器没有输出，驱动晶体管输出固定占空比的脉冲信号；一

48、旦输出过电压，反馈到l脚的电压高于2脚电压，则放大器输出高电平，降低驱动晶体管输出脉冲的占空比，可以使输出电压稳定。调节可调电阻可以调节最高输出电压。因此本充电系统可以实现一定幅度之内的变电流变电压充电，适应不同的蓄电池。4.其他5、6分别接定时元件和，构成三角波振荡器，其中=22，=1000PF。三角波振荡频率为：f=12Rc()。3脚和1 5脚之间、3脚和2脚之间的RC网络都是滤波电路，分别根据电容电阻设定值去除相应的频段的干扰。13脚直接接到14脚(5V基准电压)，使两个驱动晶体管工作于推挽输出方式。芯片内驱动晶体管射级9、10脚接地，集电极8、11脚输出分别驱动外部电路中的晶体管、，放

49、大进而输出给驱动变压器，激励主开关管、。3.3 辅助电源部分的设计与实现图3-14 辅助电源部分电路设计主电路开始工作后，输入电压经过双n型滤波电路以及全桥整流之后，送入由、，等构成的半桥式变换器中，开关管口、在TL494的控制下，两管交替导通截止，将直流电转换成高频交流电，高频振荡电压由变压器乃副绕组分两路输出。如图3-3所示，一路由MA651、R12、R13、C5、C6整流滤波，经输出滤波电感、电容易组成的LC滤波电路滤波得到约36V直流电压供给充电、放电回路，给蓄电池进行充电：另外一路由195，96、E5、E6、R14整流滤波得到约1 2V直流电压。这一路输出又分为两路，一支路供给脉冲宽度调制器TL494专用。其中E5、E6、R14是RC滤波电路，用于改善输出电压的波形和稳定性；另外一支路作为一稳压电源L7805C(POSITIVE VOLTAGE REGULATORS)的输入电源，输出高精度5V电压。L7805C在很宽的输入电压(比如7-2