吸收缓冲网络的最佳参数的设计(译文)

1、关于吸收缓冲网络最佳参数的计算Jim Hagerman, Hagerman TechnologyDecember 12, 1994概述：当我在阅读我的第一篇文章-音频发烧友的时候,瞥到了Scott Morovich(TAA 3/94 p.46)的关于功率整流管吸收缓冲电路的内容。他说的非常对，而且最近我也在研究吸收缓冲电路的设计。Rick Miller建议只用电容作为吸收缓冲电路，但吸收效果可能达不到他的预期而且电路阻抗也不够他想象的那样低，另外一些类似的内容给我一种印象：许多人对于吸收缓冲电路工作原理有一些错误的认识。我觉得写下关于功率电源电路的缓冲电路的分析，也许会对你们有些帮助。研究表明

2、削弱寄生射频振荡相对来说比较容易，而不需要用到外部的二极管。（The results show that snubbing the parasiticRF oscillations is relatively straightforward without having to resort to exotic diodes.译者对这一段拿捏不准，请各位自行翻译考量。） 在这个研究分析中，基础的吸收缓冲网络类型是一个电阻和一个电容串联，跨接在功率整流二极管两端，很多读者早就这么做了，但元件参数的计算却很麻烦也容易增加风险。接下来的分析通过数学方法可以得到一些简单的等式，并能直接计算出最佳的元件参

3、数值。在最小程度上也能给出该设计的出发点。存在的问题: 当一个电路发生振荡时，需要得到衰减，就要用到吸收缓冲网络。振荡有许多种形式但往往都能精简为一个LC网络，见图一。其系统固有频率由下列公式得到： 当LC谐振网络并联一个电阻时，其振荡频率不变，但振荡波形的峰值会逐渐减低至零值，如图二所示RLC网络的振荡波形。图一 RLC网络图二 RLC网络振荡电压波形（阻尼振荡） 当阻尼程度增大到一定时振荡就看不见了。相反欠阻尼会导致振荡持续很长一段时间。等效电路： 为了更好的理解，我们将图一电路添加一个电压源并使其与电感串联。该电路具有相同的交流特性，而且能够输入各种激励函数。电压源可以放在任何地方，按如

4、图所示放置,会使接下来的分析更加便捷。图三 如果定义电容两端的电压为输出，我们就可以得到输出/输入的传递函数，这是一个简单的分压器。 化简得： 许多人能看出这是一个二阶响应的式子，它的一般形式是： 其中是阻尼系数而n是弧度制的系统固有频率，现实生活中许多系统的系统函数都近似于这个二阶响应函数。特别是放大器的阶跃响应。图四给出了多条二阶系统的阶跃响应波形叠加图，其中阻尼系数的范围0.3-0.9，可见阻尼越小，振铃越大。图四 二阶系统的阶跃响应 令前面两式子相等： 可得： 后者也就是我们熟悉的谐振频率计算公式： 或者 另外一个式子可以得到阻尼系数的表达式： 但最需要计算的是电阻的值，以此发挥缓冲的

5、作用，使电路得到我们期望的那种响应。可以得到式子： 注意图四的曲线，最佳的阻尼系数是0.5（译者：即临界阻尼状态）。过低的阻尼系数会导致振荡持续时间延长，而过高的阻尼系数会导致电阻器上产生很大的损耗。所以令等于0.5，可以得到式子：这个正是美国CDE公司产品资料上给出的式子，它也是我们电路的特性阻抗。缓冲电容: 只使用一个电阻作为缓冲电路，如图三所示，会导致过多的损耗。针对这一不足可以使用一个电容器Cs与Rs串联。该电容必须足够的大，使振铃波高频分量快速通过而阻挡大部分的低频分量和直流分量。我们知道在增益为-3dB处的转折频率由下列公式给出： 然而我们不想让增益此频率处滚降，或是我们选择的阻尼

6、系数还不能达到。我们需要的转折频率需小于之前的十分之一。为了方便最好是选择1/2。这样我们可以得到一个既简单又好的计算吸收缓冲电容的公式：确定参数： 一个主要问题就是我们并不知道寄生的等效电感和等效电容的大小，但有些方法可以测量他们。 一些新式数字万用表可以测量电感。造成寄生振荡的原因是变压器次级的漏感。次级漏感可以通过短路变压器初级，测量次级电感量来测定（变压器要脱离电路）。这也是一种计算变压器耦合系数的方法，耦合系数定义式： 其中Loc是开路电感量，Lsc是短路电感量（即漏感大小）。（译者：原文有误）。 变压器仍然有很多绕组间寄生电容，这可以近似成一个与绕组电感相并联的电容。寄生电容很难测

7、量，但可以使用电桥测出。然而并不是人人都有相关的设备，另外一种方法是使用正弦波发生器和一台示波器来测量。用一个电阻连接正弦波发生器和变压器线圈，在调节正弦波频率的同时用示波器观察线圈两端的电压信号。示波器测量出结果的峰值的最低频率就可能是线圈的谐振频率。最后用已知的电感量带入公式计算就可以得到等效电容。 二极管的结电容是非线性的而且取决于反向偏置状态。结电容大小可以使用一些数字万用表测得，尝试一下交换二极管的阳极阴极去测量，观察是否得到同一个值。结电容的值也可以通过查阅产品的数据手册得到。 我以一个1A 12.6V的灯丝变压器做测试。结果测得漏感是0.133mH，绕组间寄生电容是550pF，1

8、N4004二极管的结电容是45pF（数据手册上典型值是50pF）。稍后我会展示变压器与二极管结电容是并联的。将测得的参数带入公式求得系统固有频率是560KHz，特性阻抗是470欧姆。 有时寄生电感和寄生电容难以确定，我们可以利用频谱分析仪测出的振荡周期或者频率，去替代难以确定的参数，通过带入参数和公式化简，我们可以得到： 不是所有电阻器都适用于这个场合，要避免使用绕线电阻器，因为它本身可看做是个电感，碳基电阻器最好，其实任何像样的无感电阻器都是可以的，选择电阻器的时候要注意功率限制和耐压性能。DC-DC电源： 由于输入是连续方波脉冲而不是正弦波，所以分析直流-直流电源会较容易。一个典型的转换器

9、可以简化为一个等效电路，如下图五。假如我们忽略输出电容器和电感器的ESR（等效串联电阻），那么这个DC-DC转换器寄生的RLC网络就如同图一（假定输出电容器足够的大，能旁路RF信号）。吸收缓冲网络经常跨接在二极管两端，但这不是必须的，在等效的电路中可以看到二极管结电容与线圈寄生电容是并联的，所以他们是附加的。吸收电阻必须与电感器或者电容器相并联，所以它要么放置在二极管旁边要么放置在电感旁边。图五 DC-DC转换器等效电路图（译者：参考boost） 电阻上的功率损耗由每个时刻电容上存储的能量决定，该能量由下列公式计算： Vp是每个脉冲边缘间存储在电容上的峰值电压，一个DC-DC转换器工作在一个特

10、定频率或者周期的开关状态，每个周期有两个边缘或是两个转换，在转换期间，所有存储在电容器上的能量都损耗在电阻器上。功率损耗由下式给出： 值得注意的是吸收电阻上的功率损耗量是吸收电容大小的因变量，所以要使吸收电容尽可能的小。AC-DC转换器： 尽管DC-DC转换器在调节工作频率或者工作周期非常的有效率，但它极少运用在音响设备上。调制过程会发生在低的频率上，特别是音频带，所以在低等音响电路里有很大的概率会发生开关干扰；而大功率汽车放大器对其使用有要求，因为汽车电瓶电压依然是不够高的。AC-DC电源中振荡发生在二极管关断的瞬间，在之前的例子中我们用的是1A，12.6VAC规格的变压器，其系统固有频率是

11、560kHz，这比音频带要高得多。然而他会受到电源线频率的调制，比如半波整流后会有电源频率的干扰而全波整流后干扰的频率是前者的两倍，这种干扰作为一种载波形式与其他的电路耦合。更糟糕的是，二极管结电容是非线性的，这意味着振荡频率将包含大量的谐波并进入了兆赫兹的频带。除此之外，另一个问题是该电路在物理层次上包含了大量的功率变压器、二极管、输出电容，这样就形成了一个明显的环路。干扰与其他电路的耦合机制主要是磁性和电容性，这也难怪音响设计师为什么要把电源单独放在一个隔离的区域了。 谨慎的去布线、控制环路面积、选择元件、选择屏蔽层将减少振荡与其他电路的耦合，然而这些都是治标不治本的方法，所以才需要考虑使

12、用吸收缓冲网络。 一个典型的电源如图六所示，可以精简为如图七所示的等效电路。初次级的匝数比用一个合适电压值的电压源来替代，更精准的模型需要添加一个变压器次级ESR（等效串联电阻）和输出电容器的ESR（图中的Rt）图六 AC-DC电源 在文章中我建议添加一个电容Cx，用作纯粹的吸收网络，全波整流桥可以简化为相同的电路但会有两个二极管串联。这样可以有效的减少一半二极管结电容，而之前的分析依然是有效的。图七 PSPICE仿真电路 上面所示的电路用PSPICE仿真（见附录A的列表），在这个模型中我使用了一个常见的工频整流管1N4007，还有用了摩托罗拉公司的数据资料。未放置吸收缓冲元件Rs、Cs、Cx

13、的电路仿真如图八所示，负载为100mA，此时二极管每个周期都在导通，初始设定输出电压为零，因此第一个正弦波驱使输出电压达到峰值，第二个峰值更清晰的显示了稳定的状态。在图中较难看清二极管关断时间，大概5ms和22ms的地方，此时产生了振铃波。图八 仿真结果（图七电路） 为了看清楚，我们将22ms处的波形放大。图九清晰的展示了问题所在，这里产生了的560kHz的振荡，正如我们计算的那样。图九 标准测试电路的振铃波 因为Rt的存在，得出的吸收缓冲网络的值跟以往有些许的不同，跳过数学推导过程，我们有下列公式： 其中的Ceq由下式计算得出： 当Rt趋向于零时，该等式将会变得跟之前已经求得的等式一样。实际

14、上Rt很小，对结果并没有什么明显的影响，如果Rt很大，那么他本身将会充当一个缓冲电阻。选择阻尼系数为0.5，我们求得吸收缓冲网络的值是： 使用标准的470电阻和3900pF的电容，电路的仿真结果如图十所示，除了初始的尖峰，其余的振荡均被削弱，过冲量与阻尼系数0.5保持一致。图十 使用RC缓冲网络后的振荡波形 如果只用一个电容作为缓冲器件，那么将会看到有趣的现象，Cx使用一个0.01uF的电容，仿真结果如图十一所示。 振铃波依然清晰可见，并没有发生明显的阻尼衰减或是吸收，然而振荡频率却减小了，该频率为： 这个时候音质明显改善或噪声明显减少的原因是因为振铃波频率太低，耦合到别的电路的能力也会降低。

15、实际上电容越大，频率越低，所有的效果都取决于元件和变压器的品质。所以毫不奇怪的是，每个电源都应该单独调整，以达到最佳效果。 如果将两种吸收缓冲网络组合在一起会发生什么情况？保持Cx的值不变，计算得出Rs和Cs的值分别是110和0.068uF，将三个参数带入仿真得到如图十二所示的结果：图十二 使用Rs、Cs、Cx作为吸收缓冲网络 这个结果可能是最好的，振铃波不仅仅被Rs和Cs削弱，而且初始尖峰脉冲频率也被Cx降低。 已知输入电压有效值的情况下可以计算出电阻上的功率损耗，其值可以由下式近似得出： 最后带入数据得到：可见损耗并不是很大，因为电源频率相对而言比较低。读者反馈：当然这些理论可能是一派胡言

16、，真正有待考验的，是这些吸收缓冲网络在实际电路上的工作情况。我在好几个DC-DC电源上做了测试，均得到了很好的效果。实际上，计算出原始值后根本不用再加调整。我鼓励读者们去给他们的音响设备放置吸收缓冲网络，你会发现音质的改善简直令人激动万分。不仅仅是音响设备，只要有需要的地方，尽管去尝试一下吧。祝你好运！附录A：AC-DC电源的吸收缓冲网络仿真代码Snubber Circuit, Jim Hagerman, 11/11/94Vin 1 0 sin(0 17.8 60 0 0)Rt 1 2 0.5Lt 2 3 0.133mHCt 3 0 550pFD1 3 5 _1n4007Cload 5 0 1

17、000uFRload 5 0 180;Rs 4 0 470 ;110;Cs 3 4 3900pF ;0.068uF;Cx 3 0 0.01uF;.tran 0.01m 25m.tran 0.001m 25m 20be.option ITL5 10000* Jim Hagerman* 11/7/94 typical.model _1n4007 d+ (+ n = 1.57+ is = 6.1e-10+ rs = 0.044+ tt = 7.2e-6+ cjo = 50e-12+ m = 0.25+ vj = 0.31+ eg = 1.11+ xti = 3.0+ bv = 1000+ ibv = 1e-6+ ).end参考. Rick Miller et. al., TAA 1/94, 26-27; TAA 3/94, 46,49. G. Chryssis, “High-Frequency Switching Power Supplies, Theory & Design,” 138-140. “Designing