全桥 LLC 谐振电源的设计与研究 理论部分毕业设计论文

1、 毕 业 设 计（论 文）题目：全桥llc谐振电源的设计与研究理论部分 本科毕业设计（论文）任务书、毕业设计（论文）题目： 全桥llc谐振电源的设计与调试-理论部分 、毕业设计（论文）工作内容（从专业知识的综合运用、论文框架的设计、文献资料的收集和应用、观点创新等方面详细说明）： 随着软开关技术和并联均流的发展，高性能的大功率高频开关电源的研究与开发已成为电力电子领域的重要研究方向，高频化,高效率，高功率密度和低损耗，低emi噪声是dc/dc变换器的发展趋势，全桥llc谐振变换器能够实现全负载范围下原边开关管zvs，副边整流管zcs,有效解决了移相全桥pwm zvs dc/dc变换器存在的问题

2、，使得llc谐振拓扑结构成为电力电子技术领域研究的热点。 本课题以全桥llc谐振变换器为研究内容，并与移相全桥pwm zvs dc/dc变换器进行比较，总结二者优缺点，接着对变换器工作原理进行详细研究，建立数学模型，运用matlab仿真证明理论分析的正确性。最后，搭建220v-40a全桥llc谐振变换器实验平台，验证理论分析的正确性和设计方法的合理性。具体工作的步骤、内容、要求安排如下： 1. 绪论，介绍研究的背景。2. 以全桥llc谐振变换器为研究内容，并与移相全桥pwm zvs dc/dc变换器进行比较总结二者优缺点。3. 对变换器工作原理进行详细研究，建立数学模型，运用matlab仿真证

3、明理论 分析的正确性。4.总结论文。、进度安排：第1周第2周（2周）：根据毕业设计任务和要求，收集、查阅和研究学习相关的信息和资料：确定相应的技术方案和实施过程及规划； 第3周第5周（3周）：撰写论文初稿，查阅相关资料进行修改； 第6周第9周（4周）：设计电路图，调试硬件； 第10周第12周（3周）：完成matlab软件设计； 第13周第14周（2周）：充实论文，后期检查整改。 、主要参考资料：1 张占松，蔡宣三，开关电源的原理与设计（修订版），电子工业出版社，2006.1.3613672 阮新波，严仰光，直流开关电源的软开关技术，北京：科学出版社，20003 马利军，峰值电流模式控制在移相全

4、桥变换器中干的应用硕士学位论文，河海大学电气工程学院，2007.4 yilei gu, c. chen, analysis and design of two-transformer asymmetrical half-bridge converter,” proc, ieee pesc 02 2002, 943-9485 l. krupskiy, v. meleshine, a. nemchinov, unified model of the asymmetrical half bridge for three important topological variations,” proc,

5、 ieee intelec99, 1999, pp.86 丁道宏，杨东平，串联输出谐振变换器开关特性和效率分析，电力电子技术，1994年第一期，29327 丁道宏，陈玉水，并联输出dc-dc谐振变换器的稳态输出与数字仿真，南京航空航天大学学报，1994，26（2）：1771868 王卫，张雷，李可，半桥串并联谐振电源的研究，哈尔滨工业大学学报，1996，28（1）：69759 周伟成，3kw llc谐振式模块化通信电源硕士学位论文，浙江大学电气工程学院，2007 指导教师：（签名： ）， 2012 年 月 日学生姓名：（签名： ），专业年级： 电气工程及其自动化09级 系负责人审核意见（从选题

6、是否符合专业培养目标、是否结合科研或工程实际、综合训练程度、内容难度及工作量等方面加以审核）： 专业负责人签字： ， 2012 年 月 日摘 要随着软开关技术和并联均流的发展，高性能的大功率高频开关电源的研究与开发已成为电力电子领域的重要研究方向，高频化,高效率，高功率密度和低损耗，低emi噪声是dc/dc变换器的发展趋势，全桥llc谐振变换器能够实现全负载范围下原边开关管zvs，副边整流管zcs,有效解决了移相全桥pwm zvs dc/dc变换器存在的问题，使得llc谐振拓扑结构成为电力电子技术领域研究的热点。本文首先对谐振变换器基本分类和工作过程进行归纳总结，并与传统pwm变换器进行对比，

7、总结llc谐振变换器主要优点；详细讨论llc谐振变换器工作在各个开关频率区域内工作过程和工作原理，分析变换器工作在容性区域内的缺点和危害性以及轻载情况下的工作状况。其次，利用基波分析方法建立变换器数学模型，推导输入电压、输出电压和开关频率以及负载的关系，分析llc谐振变换器空载特性和短路特性，推导感性和容性区域边界条件，确定变换器稳态工作区域，确定主开关管实现zvs条件，分析系统小信号模型和设计控制器。最后，根据主开关管的zvs条件总结谐振参数的计算步骤，据此设计了主电路和控制电路，在讨论几种常用的过流保护方法基础上采用实用过流保护方法，而且对变换器的损耗做出详细的分析。通过实验证明了llc谐

8、振变换器具有软开关特性，电路结构简单、效率高，可以实现高频化和高功率密度，电路的输入电压范围和输出功率范围较宽以及输出整流二极管电压应力较低等优点。关键词：谐振变换器，软开关，基波分析方法，过流保护，损耗分析abstractin dc/dc converter applications, high frequency, high power density, high efficiency is the development trend. as a focus in dc/dc converters research fields nowadays, llc series resonant

9、converter can solve well these problems such as hard to achieve zvs in light load and revere recovery problems, also work well without any load, and the current through the resonant network is response to the variation on load. just with the advantages comparing to the series converter or the parall

10、el converter, it can be widely focused on and used nowadays.the dissertation first analyzes three traditional resonant converters and compares them with llc resonant converter, and then sums up the advantages of llc resonant converter, and discusses in detail its principle and the operation modes in

11、 each frequency range, and the disadvantages and harmfulness in the non-inductance range and the work states in the light load. secondly, based on the fundamental harmonic approximation (fha), the mathematics model of the converter is obtained, the gain relations between input and output voltage dep

12、ending on switching frequency and load conditions are given, the no-load and short characteristic is analyzed, steady working region of llc resonant converter is confirmed, and the conditions to achieve zvs are given, small-signal model is analyzed and the controller is designed. finally, the calcul

13、ation process of the resonant parameters is summed up, then the main circuit parameters and control circuit is designed, the fruit way of over-current protection is adopted, and the losses of the converter are analyzed in detail. the experimental results prove that llc resonant converter haves the a

14、dvantages such as zvs characteristic, simple circuit structure, the achievement of high frequency and high power density and high efficiency, the wide range of input voltage and output power, and the low voltage stress of output rectifier diodes.keywords: resonant converter, soft-switches, fha, over

15、-current protection, analysis of loss目录摘 要iabstractii第一章 绪论11.1直流变换器11.1.1.直流变换器的分类11.1.2直流变换器技术现状及未来的发展11.2软开关技术31.3谐振变换器与谐振电源41.3.1串联谐振变换器41.3.2并联谐振变换器51.3.3串并联谐振变换器71.3.4 llc串联谐振变换器81.4 移相全桥pwm zvs dc/dc变换器与llc串联谐振变换器比较8第二章 llc串联谐振变换器工作原理112.1主电路112.2变换器工作在感性区间主要波形和工作模态122.2.1工作在ffs区间(buck)主要工作波形

16、和工作模态122.2.2工作于fmffs（buck）和f=fs的频率区间内，而且它可以工作在fmffs区间(buck)主要工作波形和工作模态图2-2工作在ffs区间（buck）主要工作波形llc串联谐振变换器在ffs时工作波形如图2-2所示，可以把它分为8个工作模态，每一个工作模态等效电路如图2-3所示。假设输出电容无穷大，故认为输出电压v0保持不变。m1：在t0时刻，开关管q1关断，谐振输入电流给开关管输出电容c1充电、c2放电，一直到t1时刻c2上电压降为零，这就给q2的zvs创造了条件。此时励磁电流继续线性上升，励磁电感上电压被钳位在nv0，不参与谐振，只有谐振电感ls和谐振电容cs一起

17、谐振。m2：在t1时刻，开关管q2体内二极管d2导通续流，进一步为q2的zvs开通提供条件，此时能量继续传输给副边。直到t2时刻励磁电流和谐振输入电流相等，整流二极管d3关断。在此过程励磁电感仍然被钳位在nv0，不参与谐振。但从过程来看，谐振输入电流是以高di/dt的速率下降。m3：从t2时刻起，谐振输入电流继续减小到小于励磁电流时，整流二极管d4导通。正是由于d4导通，所以变压器励磁电感上电压反向被钳位在-nv0，这样励磁电流线性减小。在t3时刻，d2续流导通结束。m4：从t3时刻起，谐振输入电流反方向从零增大，q2为zvs开通，能量继续传输给副边。在t4时刻，开关管q2关断。m5：在t4时

18、刻，由于q2关断，谐振输入电流给c1放电、c2充电，此过程一直维持到t5时刻c2电压升到零为止，为q1的zvs开通创造条件。m6：在t5时刻，开关管q1体内二极管d1开始续流，进一步为q1的zvs开通提供条件，此时能量继续传输给副边。直到t6时刻励磁电流和谐振输入电流相等，d4关断。同m2过程一样，谐振输入电流都是以高di/dt的速率变化。m7：从t6时刻起，谐振输入电流继续增大到大于励磁电流时，整流二极管d3导通。由于d3导通，所以变压器励磁电感上电压反向被钳位在nv0，这样励磁电流逐渐增大。直到t7时刻，谐振输入电流过零，d1关断。m8：在t7时刻，谐振输入电流谐振过零变为正，开关管q1为

19、zvs开通。能量继续通过d3传输给负载。在t8时刻，开关管q1关断。从t8时刻开始，电路进入下一个周期。 m1：t0t1 m2：t1t2 m3：t2t3 m4：t3t4 m5：t4t5 m6：t5t6 m7：t6t7 m8：t7t8图2-3工作在buck区间（ffs）工作模态在此运行工作区间，由于开关管关断时谐振输入电流较大，能够保证mos管实现zvs。然而，原边关断电流较大会产生较大关断损耗。此外，副边整流二极管电流同原边谐振输入电流类似，同样以较高di/dt速率关断，如图2-2工作模态中m2和m6，这样整流二极管上就会产生一定电压尖峰，给电路稳定运行带来了一定的不可靠性。此时输出整流二极管

20、是硬关断，存在严重反向恢复问题，损耗较大，不利于效率提高。2.2.2工作于fmffs区间(boost)主要工作波形和工作模态图2-4工作在fmffs区间（boost）主要工作波形在此工作频率范围之内，llc串联谐振变换器的额定负载稳态运行工作波形如图2-4所示。据图2-4每个周期内可以分为8个工作模态，每个工作模态的等效电路如图2-5所示。电路中，输出电容c0假设足够大，因此输出电压v0可以认为不变。m1：从t0时刻起，q1处于导通状态，d3处于自然关断状态，输出被变压器隔离。此时流入变压器副边电流为零，变压器原副边没有能量交换，输出对lm钳位消失，励磁电感lm、谐振电感ls和谐振电容cs开始

21、一起谐振。实际电路中励磁电感lm远大于谐振电感ls，谐振电容cs和励磁电感lm、谐振电感ls构成的谐振周期远大于开关周期，因此这个阶段可以认为励磁电流近似不变。谐振电容被恒流充电，电压线性上升。而输出仅由输出电容供电。 m2：在t1时刻，q1关断，进入死区时间，此时lm中电流大于ls中电流，两者之差流过变压器原边，d4为zcs开通。谐振输入电流给c1充电、c2放电，直到t2时刻c2上电压为零。此阶段中励磁电感lm上电压被钳位在-nv0，d4导通。此时只有谐振电感ls和谐振电容cs参与谐振。m3：在t2时刻，q2体内二极管d2续流导通，为q2的zvs导通创造了条件。励磁电流在钳位电压-nv0下线

22、性充电，励磁电感不参与谐振。直到t3时刻，谐振输入电流下降到零，d2续流导通结束。 m1：tt1 m2：t1t2 m3：t2t3 m4：t3t4 m5：t4t5 m6：t5t6 m7：t6t7 m8：t7t8图2-5 工作在fmffs区间（boost）工作模态m4：在t3时刻，q2以zvs方式开通，谐振输入电流反方向流通。此时只有谐振电容cs和谐振电感ls参与谐振，lm上电压钳位在-nv0，不参与谐振，仅作为变压器。在t4时刻，谐振输入电流和励磁电流相同，此时d4的电流自然降为零而关断，即为软关断。m5：在t4时刻，由于谐振输入电流和励磁电流相等，d3和d4处于反偏截止状态，输出被变压器隔离，

23、此时lm开始参与谐振。谐振电流在q2和谐振腔内循环流动。输出电容放电，继续给输出供电。直到t5时刻，q2关断，该状态结束。m6：与状态m2类似，只不过此时谐振电流比励磁电流大，两者之差流过变压器，整流二极管d3自然导通。m7：在t6时刻,q1体内二极管d1导通续流，为q2的zvs导通创造了条件。直到t7时刻，谐振电流上升到零，d1续流导通结束。m8：在t7时刻，q2以zvs方式开通，谐振电流正方向流通。此时只有谐振电容cs和谐振电感ls参与谐振，lm的电压钳位在nv0，不参与谐振，仅作为变换器。在t8时刻，谐振电流和励磁电流相同，此时输出整流二极管d3的电流变为零，即为zcs软关断。从t8时刻

24、开始，电路进入下一个周期。2.2.3工作在f=fs谐振频率点的工作波形图2-6 工作于f=fs谐振频率点的工作波形图2-6给出f=fs时llc串联谐振变换器额定负载稳态运行的工作波形。其实f=fs是上述一种特殊情况，与上面相比，此时工作模态少了m1和m5；另外，此时谐振电流是一个纯正弦波形，输出电流是整流二极管d3和d4之和，而且是临界连续的。以上所有过程的分析，均是基于额定负载运行的情况，当负载变轻时，在每个工作区域还有几种不同的工作模式，这里不做出详细的叙述。通过以上分析，我们可以看出：当变换器处于boost区间时，llc串联谐振变换器实现原边mos管的zvs，且流过整流二极管电流断续，输

25、出整流二极管zcs软关断，消除因反向恢复所产生的损耗；当变换器处于buck区间时，llc串联谐振变换器虽能实现原边mos管的zvs，但是整流二极管电流连续，整流二极管zcs特性丢失，在换流时会因反向恢复而产生损耗，而且在整个周期内励磁电感lm在变换器运行过程中始终被方波电压所钳位，故一直未参与谐振，所以在此区间内，llc串联谐振变换器特性偏向于普通串联谐振变换器。2.3工作在容性区间内开关管的工作状态从llc串联谐振变换器工作在boost工作区间的工作原理和工作过程来看，谐振网络输入电流滞后于输入电压时，开关管才可能以zvs方式开通。换句话说，当谐振网络呈现感性，软开关才可能实现。谐振网络输入

26、电流滞后于输入电压的频率区域称为感性区域，而谐振网络输入电流超前于输入电压的频率区域称之为容性区域，而谐振区域的分界线将会在第三章中做出分析。接下对变换器工作在容性区域时开关管的工作状态作详细的分析。 图2-7 变换器工作在容性区域的主要波形回到谐振变换器工作模态分析来看，当开关管q1关断、q2开通，假设当变换器处于某一时刻t0前，此时q1处于开通状态，谐振网络输入电流从谐振网络流出并流回到输入电压源，即谐振电流为负。运行状态如图2-7所示。从上面波形可以看出，在死区时间td内谐振网络输入电流通过mos管q1体内二极管d1继续流通，直到死区时间结束q2导通为止。从开通损耗方面讲，q2应该在最小

27、开通损耗下开通。然而，正是由于死区时间内d1导通，在t1时刻加在q2上电压等于输入电压vi，以至于在q2开通时不仅电压和电流有一部分重叠，而且开关管输出电容上能量主要消耗在开关管上，即加在导通电阻上。这相当于传统中pwm控制方式下开关管以硬开关方式开通的情形，这种情况下会导致开关管严重过热。此外，在t1时刻，d1的电流和电压由于q2的开通被迫突降为零，很短时间内承受很高的dv/dt冲击，这对开关管来说是很危险的。 由于mos管体内二极管没有很好的反向恢复特性，因此d1将会承受很大反向恢复电流尖峰的冲击。由于变换器谐振电感中电流不能突变，故尖峰不会通过谐振网络，这样会对开关管造成一定的危害。开关

28、管q1体内二极管d1的电压和电流在其反向恢复期间承受极高dv/dt的尖峰，这个尖峰可能会超出开关管自身给出的dv/dt速率，从而造成mos管内部寄生的双极型晶体管过热而引起二次击穿。其次，也会产生这种情况：由于体内二极管在关断过程中存在反向恢复电流，此电流极有可能注入到mos管极间电容cgd，当足够大时使得本来处于关断状态的mos管栅极低电平提升到开启电压，开关管会再次开通，从而造成桥臂上下两开关管的直通。 这种容性工作状态的另一个缺点就是，电路板本身存在不可避免的寄生电感承受电流的变化而形成的电压尖峰很大，这样会损坏与桥臂相连的ic控制芯片。类似地，当q2关断q1开通的过程也会产生同样严重的

29、问题。通过以上的分析，容性工作模式不仅使变换器的损耗变大，而且极有可能危害谐振变换器的正常运行。所以为了使变换器具有很好的软开关特性，变换器必须工作在感性工作模式下。然而，感性负载只是软开关特性的必要条件，而非充分条件。以上的分析可知，桥臂中点电压无论是从零到输入电压的变化还是输入电压到零的变化，都需要保证谐振网络在开关管关断时电流要足够大。当电感中储存的能量大于桥臂中点等效电容chb的能量，桥臂中点电压才会由输入电压降到零使d2得以导通续流，这样为q2的零电压开通创造了条件。类似地，当q2关断时，电感中储存的能量转移到chb从而给chb充电至输入电压直到d1开通，这样q1的零电压开通创造了条

30、件。然而，上面提到的能量平衡仍然不足以保证所有运行状态下开关管以zvs开通。变换器开关管驱动信号死区时间td长短将会对变换器软开关特性产生很大影响。死区时间就是为实现zvs而保证开关管在一定时间内完成桥臂上下开关管导通和关断的切换。而在死区时间内变换器工作状态实际上是相当复杂的。2.4工作于接近感性和容性区间分界线以及轻载下的工作状况 (a) (b) (c) (d)图2-8 变换器工作在分界线附近的工作状况图2-8给出的波形反映的是当变换器工作在非常接近容性区域的感性区域，zvs特性是很难实现的。下面主要是关于q1关断q2开通的过渡过程给出分析。（a）是非常接近感性区域和容性区域的分界线的波形

31、。在q1关断时，谐振电流反向后，桥臂中点电压va有个小的变化后恢复到输入电压，此时q1寄生二极管d1开始导通。而当q2开通时就会有电容损耗和以及前面提到的由d1反向恢复引起的相关问题。（b）非常明显工作在感性区域，不过谐振电感电流仍在死区时间内过零。桥臂中点电压va仍有很大的变化和q1仍有导通的一段时间。（c）远离分界线的情况。此时桥臂中点电压va已经谐振到零，但是谐振电流在死区时间内仍然过零，va再次从零谐振到小于或者等于输入电压，此时d1不再导通，而当q2导通时只有电容损耗。（d）进一步远离分界线的情况，几乎在死区时间结束时谐振电流过零。q2以zvs方式开通，故没有电容损耗。这就给出了在给定死区时间内zvs实现的感性区域分界线。图2-9 变换器工作在空载下的工作状况图2-