调频发射机设计讲解

1、电气与电子信息工程学院小型通信系统课程设计课程设计报告专业班级： 2013 电信专学 号：201330230118姓 名：朱硕指导教师：桂静宜、艾青设计时间：2015年 6月 28日 2015年 7月 10日设计地点：K2 高频实验室课程设计成绩评定表姓 名 朱硕 学 号 201330230118 专业班级电子信息工程技术（ 1）班课程设计题目：多功能微型调频发射器的设计与制作课程设计答辩或质疑记录：成绩评定依据：设计方案正 确（20 分）课设纪律（5 分）设计态度（5 分）安装调试（10 分）创新点（10 分）实物验收（20 分）课设报告（10 分）课设答辩（20 分）总评最终评定成绩（以优

2、、良、中、及格、不及格评定）指导教师签字：年 月 日目录课程设计任务书20142015学年第 2 学期学生姓名： 朱硕 专业班级： 2013 电信专 指导教师： 桂静宜、艾青 工作部门： 电气学院一、课题名称： 小型通信系统课程设计二、设计目的 ：通过本课程设计， 使学生对通信系统的整体结构及配置有全面的了解。训练 学生的动手实践能力， 培养学生具体问题的能力。 让学生通过本课程设计， 熟悉基本通信系 统单元的设计方法和工作原理， 尤其是调频和解调原理。 对学生进行基本技能训练， 例如组 成系统、调试、查阅资料、绘图、编写说明书等；使学生理论联系实际，提高动手能力和分 析问题、解决问题的能力。

3、三、设计内容利用通信原理和高频电子线路的相关知识， 来完成对输入的语音信号的调频， 然后通过 解调利用耳机接收该语音信号。四、设计要求1、发射机功率 PA 100mW负, 载电阻 RL=752、开阔地传播距离 S 100m3、发射机工作频率 fc=88MHz 108MHz4、调频信号幅度 ULm =1V时，最大频偏 fm=20kHz5、接收机工作频率 fc=88MHz 108MHz6、输出平均功率 Po=0.25W（负载电阻 R8 ）7、接收灵敏度 =10V五、设计进度表序号设计内容所用时间1布置任务，查阅资料及调研。2天2硬件设计，绘制电路图，生成 PCB。3天3实际电路调试。3天4答辩、撰

4、写设计报告书2天合计10 天六、设计报告课程设计报告的基本内容至少包括封面、 正文、 附录三部分。 课程设计报告要求统一格 式，字体工整规范。1、封面封面包括“ 小型通信系统课程设计课程设计报告” 、班级、姓名、学号以及完成 日期等。2、正文正文是实践设计报告的主体，具体由以下几部分组成：（1）课程设计题目；（2）课程设计任务与要求；（3）设计过程（包括方案论证、设计原理、创新点以及采用的新技术等）（4）硬件系统框图与说明；（5）软件 PCB 的制作流程与说明；（6）课程设计总结（包括自己的收获与体会；遇到的问题和解决的方法；技术实 现技巧和创新点；作品存在的问题和改进设想等） ；3附录附录

5、1：电路原理图附录 2：生成 PCB 图附录 3：使用元器件一览表（序号、名称、型号、规格、数量、备注）附录 4：参考文献七、考核方式与成绩评定办法评定项目评分成绩1. 设计方案正确，具有可行性、创新性（ 20 分）2. 设计结果（例如：硬件成果、软件PCB）（20 分）3. 态度认真、学习刻苦、遵守纪律（ 20 分）4. 设计报告的规范化、参考文献充分（不少于5 篇）（20 分）5. 答辩（ 20 分）总分 （100 分）备注：成绩等级：优（ 90分 100分）、良（ 80分 89分）、中（ 70分 79分）、及格 60 分 69 分）、 60 分以下为不及格。八、参考书目1、张肃文 . 高

6、频电子线路北京：高等教育出版社，2000.2、南利平 . 通信原理北京：清华大学出版社， 2002.时间内容6 月 29 日（星期一）学生分组，下达课程设计任务书，学生查找资料6 月 30 日（星期二）阅读资料，学习相关知识，老师讲解、设计举例7月 1日（星期三）拾音电路设计，音频放大电路设计，借万用表、烙铁架等工具,高频谐振功放电路设计，列采购清单。7月 2日（星期四）在机房画自己设计的原理图， PCB 板图7月 3日（星期五）元件、器件去市场采购7月 6日（星期一）元件质量检测、讲焊接技术，7月 7日（星期二）安装、焊接、故障诊断7月 8日（星期三）制作实物验收评分7月 9日（星期四）答辩

7、7 月 10 日（星期五）撰写课程设计报告第二部分 调频发射器的设计与制作一、设计任务与要求1.1 设计任务 利用通信原理和高频电子线路的相关知识，来完成对输入的语音信号的调 频，然后通过解调利用耳机接收该语音信号。1.2 实际要求 制作接收频率在 88-108MHz的简易调频麦克风发射器，要求：1）发射机功率 PA100mW负, 载电阻 RL=752）开阔地传播距离 S100m3）发射机工作频率 f c=88MHz 108MHz4）调频信号幅度 ULm=1V时，最大频偏 fm=20kHz5）接收机工作频率 f c=88MHz 108MHz6）输出平均功率 Po=0.25W（负载电阻 R8）7

8、）接收灵敏度 =10V二、方案设计与论证2.1 方案一：采用集成元件来设计制作调频发射机， 由于集成芯片内已集成调频等电路便 于设计制作的调试，但是设计制作成本较高。2.2 方案二：采用分离元件来设计制作调频发射机， 这样可以更好的掌握调频设计的原理 等，而且设计成本低。2.3 综合本组情况，本组采用方案二即采用分离元件来设计制作调频发射机。三、设计原理3.1 调频原理：频率调制又称调频（ FM ），它是使高频振荡信号的频率按调制信号的规律变 化（瞬时频率变化的大小与调制信号成线性关系） ，而振幅保持恒定的一种调制 方式。本文着重讨论了调频发射的实现电路的各个组成部分及实现电路， 使用直 接调

9、频法对信号进行调制， 末级使用高频功率放大器对信号进行放大， 确保信号 达到可以发射的足够的功率。3.1.1 线性调频基本原理在现代无线电系统尤其是在通信、 遥测、调频广播和电视 （ 伴音）中，调频技 术应用非常广泛。下面对其原理进行基本介绍。假设 g ( t ) 为归一化的调制信号，则有理想调频波的表达式：eFM (t) A0 cos ctg( )d0(1.1)其中 : c 为载波角频率， 为最大角频偏， 0 为初始相角。设调制信号的角频率为 m ，则调频波的调制指数 (Modulation Index) 为： / m 。 当调制信号为 f ( t ) 时，调相波的表达式为：ePM (t )

10、 A0 cos ct mPf (t) 0 (1.2) t 可以看出，调相波和调频波有相似之处。如果 f ( t ) 满足 f (t) g( )d 则上 式即为调频波。 根据调频波和调相波之间存在的关系， 可将调制信号先积分后再 对载波进行调相即得 FM 信号；将调制信号先微分后再对载波进行调频即得 PM 信号。理论和实践表明，当调频信号的最大角频偏 和最大调制角频率 m 都远小 于载频 c 时，能够产生近似理想的调频波。我们将 / c 1 和 m / c 1 称 为线性调频 (严格地讲，应为准线性调频 )的实现条件。 根据上述条件， 对于宽带 调频而言，就要相应提高载波频率。从理论上讲，调频信

11、号的频谱为无限宽。对于宽带调频信号，由 Bessel 函 数可知，调频信号的绝大部分能量包含在有限的频谱中。有效带宽通常按照 n = + 1( 为调制指数 ) 计算。根据此原则， FM 信号的有效带宽为：B 2( f fm)(1.3 )其中， f /2 为 FM 信号的最大调制频偏； fm m/2 为调制信号的频率， 对于二元 PCM 信号， fm为其码速率的 1/2 ，在窄带调频 (NBFM)时，由于1，所以带宽 B 取2 fm ；对于窄带调相(NBPM)，由于1，所以带宽取 2 f。以上原则通常称作卡森 (Carson) 准则。另外，在调频过程中，调频信号的总功率等于未调载波的功率，所以信

12、号 的总平均功率和峰值功率都不变。 但载波和边频之间的功率分配受调频影响。 适当选择调制系数 ，可以使 FM 信号的效率接近 100%。这说明，在调频过程中， 频率调制使得能量从载波向边带转移。 FM 信号的这种性质说明在调频时调制信 号只是起到能量分配的作用，本身不提供能量，因而理论上，调制系数 可以 做到任意大。这就是 FM 信号信息传输效率高的原因。同时，在大调制指数下， FM 信号携带更多的边频信息来克服传输信道中的噪声干扰，使得FM 信号的抗干扰能力比幅度调制 (AM)强许多。 FM 的缺点是占用较宽频带。3.1.2 调频电路组成 调频的方式很多，总起来看，可以分为两大类：直接调频和

13、间接调频法。 早期有使用电抗发调频，现在则主要是使用变容二极管调频法，目前已经发 展为利用锁相环调频法并进而成为包含调频锁相环的数字式频率合成器。 间接调 频法现在在调频发射机上也有许多应用，现在使用调频方法如下图U(t)图 1：调频框图直接调频法就是将调制信号直接对载频进行调频的方法。 这种方法的优点是 可以在宽频带内进行调频， 可以进行频偏为几兆赫的调频， 因此倍频次数可以很 少。他的缺点是由于使用自激振荡器，以及变容二极管参数的限制， 频率稳定性不好，对振荡器的稳定性要求较高。3.2 振荡电路调频电路是利用低频信号改变振荡器的频率。 在讨论调频电路之前， 我们先 对振荡器电路做一简单分析

14、。振荡电路的功能是：在没有外加输入信号的情况下，电路自动将直流电源提 供的能量转换为具有一定振幅、一定频率和一定波形的交变信号输出。3.2.1 反馈振荡器的组成10反馈振荡器的原理如图 2 所示，它由放大器和反馈网络组成的一个闭合环路放大器通常以某种选频网络（如振荡回路）做负载，是一个调谐放大器。反馈网 络一般是由无源器件组成的线性网络。图 2 ：反馈型振荡器的原理框图o(s)图中开环放大倍数为：A(s) Uo(s)Ui(s)2.1)因为：Uf (s)F(s) Uo(s)2.2)Ui(s) US(s) Uf (s)2.3)所以闭环放大倍数为：Af (s)Uo(s)A(s)US(s) 1 A(s

15、)F(s)2.4)113.2.2 振荡的建立与起振条件实际振荡器的 us 0 ，在电源接通的瞬间，上电冲击脉冲中频率等于振荡器的成分被放大器放大， 在输出端形成输出电压。 输出电压然后又反馈到振荡器的 输入端，振荡器开始振荡。振荡器在起振时的振幅较小。为了使振荡过程中输出幅度不断增加，应使反馈的信号 U f (s) 比前次输入到放大器的信号大，振荡开始时应为增幅振荡。因没有外加输入信号， U s 0 ，起振时应满足：Uf (s) A(s)F(s)Ui(s) Ui(s)2.5)可知起振条件为 ：A(s)F(s) 1因为：AFUo F IC1ZLUi FUigmej y ZLFAFej( y L

16、F )2.6)所以起振的条件为：AF 1(2.7)y L F 2n (n=0,1,2, ) (2.8) 振荡器的起振条件分为振幅条件和相位条件。3.2.3 振荡的平衡和平衡条件 振荡器的输出幅度增加到一定大小后，输出幅度不再增加，振荡器即处于平 衡状态，此时， U f(s) A(s)F(s)Ui(s) U i (s) ，所以：A( s) F( s) AF 1A F y z f 2nn=0,1,2( 2.9 )上式分别为振荡平衡的振幅平衡条件和相位平衡条件。 在平衡状态中， 电源供给 的能量正好抵消整个环路耗损的能量， 平衡时输出幅度将不再变化， 因此振幅平 衡条件决定了振荡器输出振幅的大小。

17、必须指出， 环路只有再某一特定的频率上 才能满足相位平衡条件， 也就是说相位平衡条件决定了振荡器输出信号的频率大 小。3.2.4 振荡平衡的稳定条件 处于平衡状态的振荡器应考虑其工作的稳定性，这是因为振荡器在工作的过 程中不可避免的要受到外界各种因素的影响， 如温度的改变、 电源电压的波动等12等，这些变化将使放大器放大倍数和反馈系数改变， 破坏了原来的平衡状态， 对 振荡器的正常工作将会产生影响。 如果通过放大和反馈的不断循环， 振荡器能在 原平衡点附近建立起新的平衡状态， 而且当外界因素消失后， 振荡器能自动回到 原平衡状态，则原平衡点使稳定的；否则，原平衡点为不稳定的。振荡器的稳定分为振

18、幅稳定条件和相位稳定条件。（1）振幅稳定条件当振荡平衡时， Ui Uf 。若某种原因导致 U i增大，只有 AF 减小，进而使U i减小。振荡器回到平衡状态，即在振荡平衡状态， AF 应随Ui 反向变化。所以在平衡点 A ，振幅稳定条件为：(AF)Ui0Ui UiA2.10)AUi当振荡平衡时， yL F 2n 。若某种原因导致 瞬时增大，相当如果 F 为常量，则有：2.11)（2） 相位稳定条件于 增大，只有减小 ，才能使 减小。一般情况下， 反馈网络为线性网络， F为常数，所以相位稳定条件为：2.12)即要求相位 随频率 的变化特性斜率为负值。 假设晶体管的正向传输特性的相 角为定值，则要

19、求阻抗角 L 随频率 的变化特性斜率为负值。3.3 变容二极管调频法3.3.1 二极管的电容效应 二极管在低频工作时，具有有很好的单向导电作用。当工作频率很高时，由 于 PN 结的电容效应 （ 即二极管的电容效应 ） ，往往使单向导电特性变得很差，这 种电容效应可以归结为两种等效电容。131）势垒电容我们知道，在 P型和 N型半导体的交界面 （PN结）附近，由于载流子 （空穴 和电子 ）的相互扩散，将形成势垒区，积累一定数量的空间电荷。这些空间电荷 是一些不能移动的正负离子， 在势垒区由于缺少导电的载流子， 导电率很低， 相 当于介质。而势垒区（也称空间电荷区或耗尽层 ）两侧的 P区和 N 区

20、的导电率相对 来说比较高，相当于金属极板。 当外加电压改变时， 势垒区的电荷量将随之改变， 这种现象和电容的作用类似，所以称这个电容为势垒电容，记为CB 。当 PN 结两端加正向电压时，外加电场将使 N 区的电子和 P 区的空穴进人空 间电荷区， 并中和一部分带正电荷的施主离子和带负电荷的受主离子， 这就象有 一部分电子和空穴“存人” PN 结，相当于电子和空穴分别向势垒电容“充电” 。 而当外加电压降低， 又有一部分电子和空穴离开空间电荷区， 这就象电子和空穴 分别从势垒电容“放电” ，如图 1 所示。而当 PN 结加反向电压时，外加电场使 多数载流子背离空间电荷区而运动， 使空间电荷区变宽

21、， 相当于电子和空穴分别 从势垒电容“放电” ，如图 2 所示。这种充放电效应与普通电容在外加变化电压 作用下的充放电效应相似， 所不同的只是这个势垒电容是随外加电压的变化而改 变的，当外加电压保持不变时， 势垒区的空间电荷数目保持不变， 势垒电容充放 电也就停止了，因此，势垒电容只是在外加电压改变时才起作用。图 3： PN 结势垒电容从定量上，势垒电容可定义为CBdQdU(2.13)14式中 dQ 是外加电压的变化 dU 所引起的空间电荷的变化量。实验表明，势垒电 容 CB 和外加电压 U 之间的关系为 :CB a/（ U Un）（2.14）式中a是常数， U 是PN结的接触电位差， U是外

22、加电压（正向偏压时， U为正 值，反向偏压时， U 为负值 ）, n是电容变化指数， 它的值可由 1/3 3，决定于 PN 结附近的杂质分布情况。由以上公式可见，当反向电压增大时，结电容减小，反 之，当反向电压减小时 （绝对值 ），结电容增大。（2）扩散电容由于 PN结中载流子的扩散运动产生的电容效应可以等效为另一种 PN 结电 容扩散电容，我们知道， PN结加正向偏压时， N 区的电子和 P区的空穴相互 向对方扩散，形成一定的非平衡载流子分布， 如图3中的曲线 1所示。当正偏压 升高时， PN 结边界上的电子浓度按指数规律增大，电子浓度将由曲线 I 变到同 图中的曲线 H（图3中nP是P区少

23、数载流子浓度， n（0）是P区和 N区交界面处，即 X 0处电子浓度， V1和V2表示 PN 结的不同正向偏置电压 ）。可以看出，正向偏置电压升高时 （从V1升高为 V2 ），电子少数载流子的贮存将增加，而在正向电压 减少时，贮存的电子少数载流子则将减少。也就是正向偏压的变化，会使贮存 的载流子的电荷量发生变化，这里也有一个电荷的“存”和“放”的现象，所以 也相当于一个电容的作用。这就是所谓扩散电容，用 CD 表示。图 4：正向偏压变化对 PN 结电子浓度分布的影响15综上所述，二极管在高频运用时必须考虑两个电容的影响，即势垒电容CB 和扩 散电容 CD 。在正向偏置时，因为扩散电容远大于势垒

24、电容，势垒电容可以不予 考虑，而考虑扩散电容的影响。在反向偏压时，因为基本没有扩散运动，所以扩 散电容很小，可以略去不计，而只考虑势垒电容的影响 .3.3.2 变容二极管如上所述，二极管具有势垒电容， 通过外加电压可以改变空间电荷区的宽度， 从而改变这种势垒电容量的大小， 变容二极管就是利用这种特性制成的非线性电 容元件，与普通二极管的不同之处就是， 变容二极管主要是通过结构设计及特殊 工艺等一系列途径突出电容与电压的非线性关系，并提高 Q 值以适应这方面的 应用.采用不同的工艺，式 (2.14)中的 n 值可以得到不同的大小，以适应于各种应 用。当 n=1/3 时，称为缓变结 ;当 n=1/

25、2 时，称为突变结。适用于参量放大器的变 容二极管，这种管子的 Q 值高，截止频率高并可减沙噪声。当 n 1/2 时，称为 超突变结，属于超突变结的变容二极管，适用于调谐电路，其电容变化率高 .变容二极管的伏安特性曲线和一般二极管的伏安特性曲线没有大的差别， 对 于变容二极管来说， 更重要的是电压电容特性， 图 5 是变容二极管典型压容特 性曲线。结 电 容 ( pF )图 5 ：变容二极管的压容特性图 6 (A)是变容二极管的等效电路， 其中Ci是结电容(势垒电容 ), Ri是势垒电16阻, RS是半导体材料的电阻， Ls是封装电感， Cc是封装电容， 通常 Ls是很小的，Ri 很大。对多数

26、用途来说，等效电路可简化成图 6(B)，图 6(C)是变容二极管的 代表符号。图 6： 变容二极管的等效电路变容二极管的三个主要参数(1) 电容变化指数 n。变容二极管利用它的电容变化，电容变化指数n 的大小直接反映电容变化量的大小，其定义为 :n llggUC它是 lgC lgU 曲线的斜率。 此外，为了方便和直观，也常用最大容量与最小容量的比值 K 表示电容变 化率，即 :K Cim a x/Cim或i K(Ci max Cimin )/Cimax2) 品质因数 Q。变容二极管的品质因数 Q 为 :Q 1/ Ci(U)Rs(U )式中 为角频率， Ci(U)和 Rs (U )分别为结电容和

27、半导体材料的电阻，它们 都和偏置电压有关。173）反向击穿电压。变容二极管在反向电压作用下通过一定电流（如1 A 或10 A ）时的电压，叫反向击穿电压。 它给出了加在变容二极管上的反向直流偏置 电压的上限。 如果变容二极管上迭加有大的交流电压， 则变容二极管的瞬时偏置 电压不能超过击穿电压。使用 LC 谐振回路的振荡器，基本形式有电容三点式振荡器、电感三点式振 荡器和克拉泼振荡器等。这些振荡器的 LC 回路的振荡频率为f 1/ 2 LC（ 2.15）另外，可变容二极管的结电容 C与反向偏压 u 之间的关系为CC0（ 2.16）式中C0为反向偏压为零时的结电容； VD为PN结势垒电势； v为电

28、容变化系数 v 与二极管 PN 结的结构和杂质分布有关。 缓变结的 v 为 1/3 ；突变结的 v 为 1/2 ； 抄突变结的 v 为 1 2。由式（ 2.15）可得出fC由式（ 2.16）可得出Cu所以v 1 / 2 v / 2 f (u ) u如果v 2，则f 与u成线性关系。所以单纯以变容二极管作振荡回路电容时， v 2 可以得到线性调频。通常，广播用变容二极管调频器中，由于压控振荡器还要由锁相环来稳频， 因此，振荡回路中必须还由其它作稳频控制用的变容二极管。 另外，在超高频波 段使用的变容二极管， 通常容量不很大， 所以振荡回路中还需加进固定电容， 因 此，实际的振荡回路就要复杂一些。

29、18下图为变容二极管直接调频电路的电路图：图 7 ：变容二极管直接调频电路图中12 H 的电感为高频扼流圈，对高频相当于开路， 1000 pF 电容为高频滤波电容。振荡回路由 10pF 、15pF 、33pF 电容、可调电感及变容二极管组成。 由此可以看出， 这是一个电容反馈三点式振荡器线路。 两个变容管为反向串联组 态；直流偏置同时加至两管正端，调制信号经 12 H 电感（相当于短路）加至两 管负端，所以对直流及调制信号来说，两个变容二极管是并联的。对高频而言， 两个变容管是串联的，总变容管电容 Cj Cj /2 。这样，加到每个变容管的高频 电压就降低一半， 从而可以减弱高频电压对电容的影

30、响； 同时，采用反向串联组 态，在高频信号的任意半周期内，一个变容管的寄生电容（即前述平均电容）增 大，另一个则减小，二者相互抵消，能减弱寄生调制。这个电路与采用单变容管 时相比较，在 fm要求相同时，由于系数 p的加大， m值就可以降低。另外，改 变变容管偏置及调节电感 L 可使该电路的中心频率在 50 100 MHz 范围内变化。19下图为整个实验电路：图 8: 设计总图本设计的调频电路组成的框图如下：（1）振荡与调频电路 产生频率 f0 5MHz 的高频振荡信号。变容二极管线形调频，最大频偏 fm 10kHz 。发射机的频率稳定度有该级决定。（2）缓冲隔离级 将振荡级与功放级隔离，以减小

31、功放对振荡级的影响。因为功放级输出信号较大， 工作状态的变化 （如谐振阻抗变化） 会影响振荡器的频率稳定度， 或波形失真或输出电压减小。 为减小级间相互影响， 通常在中间插入缓冲隔离级。缓冲隔离级常采用射极跟随电路，如图所示。调节射极电阻RE2 ，可以改变射极跟随器输入阻抗。如果忽略晶体管基极体电阻rbb 的影响，则射极输出器的输入电阻Ri RB / RL（ 2.17）输出电阻R0 （RE 1 RE 2） /r/ 0 （ 2.18）式中， r0很小，所以可将射极输出器的输出电路等效为一个恒压源。电压放大倍20AVgmRL (2.19)1 gmRL一般情况下， gmRL 1 ，所以下图所示射极输

32、出器具有输入阻抗高、输出阻抗低、电压放大倍数近似等于 1 的特点。晶体管的静态工作点应位于交流负载的中1点，一般 取VCEQ 12V C，C ICQ (3 10)mA。对于下图所示电路 ，若取VCEQ 6V,I CQ 4mA，则RE1 RE 2 VEQ /ICQ 1.5K取 RE1 1K ,RE2 1K 电位器。10IBQ(VCCVCEQVBE )10ICQ10KRB1 VCC VBQ RB27.9KVBQ图 9：缓冲隔离级电路而激励级的输入阻抗为 325 ，即射随器的负载电阻 RL 325 ，由式 4 可计算21射随器的输入电阻RI RB / RL 3.6K输入电压ViPi Ri 2. 1V

33、为减小射随器对前级振荡器的影响，耦合电容 C1 不能太大，一般为十皮法； C2为 0.022 f 左右。（3）功率激励级 为末级功放提供激励功率。如果发射功率不大，且振荡级 的输出功率能够满足末级功放的输入要求，则功率激励级可以省去。（4）末级功放 将前级送来的信号进行功率放大，使负载（天线）上获得满 足要求的发射功率。 如果要求整机效率较高， 则应采用丙类功率放大器； 若整机 要求不高，如 A 50% ，波形失真要小时， 则可以采用甲类功率放大器。但是本 题要求 A 50% ，故选用丙类功率放大器较好。3.4 高频功率放大器完成调频后，要把已调信号传送到功率放大器加以放大，变成 RF 信号。

34、下 一步讨论高频功率放大器。为了把信号有效的发射出去， 在电路的发射端应加入高频功率放大器， 以满 足已调波能以大功率发射出去，被接受电路清晰的收到。高频功率放大器的电路分为两部分， 第一部分为高频小信号放大器， 作为激 励级，使输入信号能放大到可以驱动功率放大器工作在丙类放大的程度； 第二部 分为功率放大器，将输入的小信号放大后输出。3.4.1 高频小信号放大器高频小信号谐振放大器的功用就是放大各种无线电设备中的高频小信号， 以 便作进一步的变换和处理。这里所说的“小信号” ，主要是强调输入信号电平较 低，放大器工作在它的线性范围。高频小信号放大器按频带宽度可以分为窄带放大器和宽带放大器。

35、本设计中 需要放大多个高频信号，且信号中心频率可以改变， 所以需要用的是宽带放大器， 带宽在180KHz 左右。对高频小信号放大器的主要要求是：（1）增益要高，也就是放大量要大，通常要靠多级放大器才能实现。22（2）频率选择性要好。选择性就是描述选择所需信号和抑制无用信号的能 力，这是靠选频电路完成的， 放大器的频带宽度和矩形系数是衡量选择性的两个 重要的参数。（3）工作稳定可靠。这要求放大器的性能尽可能的不受温度、电源电压等 外界因素变化的影响， 不产生任何自激。 此外，在放大微弱信号的接收机前级放 大器中， 还要求放大器内部噪声要小， 因为放大器本身的噪声越低， 接收微弱信 号的能力就越强

36、。图 10 ：单调谐回路谐振放大器原理图图 10 所示电路为共发射极组态的晶体管高频小信号调谐放大器。它不仅要放大 高频信号，而且还要有一定的选频作用，因此晶体管的集电极负载为 LC 并联谐 振回路。在高频情况下， 晶体管本身的极间电容及连接导线的分布参数等会影响 放大器输出信号的频率和相位。晶体管的静态工作点由电阻 Rb1，Rb2 及 Re 决定。 图中，各元气件的名称及作用如表 1 所示。表1 单调谐放大器电路原理图中各元件列表序号元件及名称作用1变压器 T耦合元件，初级线圈与电容器 C 组成晶体管集电极谐振负载2晶体管 V放大元件3电阻 Rb1、 Rb2上/下偏流电阻，固定晶体管基极静态

37、电位4电阻 Re发射极直流负反馈电阻，稳定静态工作点5电阻 RT谐振回路阻尼电阻，调节谐振回路品质因素，实现阻抗匹配6电容器 C与 CT、T2 初级线圈组成晶体管集电极谐振负载，起选频作用7电容器 CT谐振回路谐振频率调节电容238电容器 C1电源滤波电容9电容器 Cb基极信号源耦合电容10电容器 Ce发射极旁路电容11Vcc直流电源放大器在高频情况下的等效电路如图 11 所示图 11：高频小信号谐振放大器简化等效电路P1 N12 / N13图 11 中所示的等效电路中， P1 为晶体管的集电极接入系数，即2.20)式中，N12为晶体管集电极接入变压器 T2 初级线圈的总匝数， N13为输出变

38、压器 T初级线圈总匝数。P2为输出变压器 T 的次级线圈与初级线圈的匝数比，即2.21)P2 N45 / N13 式中， N45为变压器 T2次级线圈的总匝数。gL 为调谐放大器输出负载的电导， gL 1/ RL 。通常小信号调谐放大器的下 一级仍为晶体管调谐放大器，则 gL 将是下一级晶体管的输入导纳由图 2 可知，并联谐振回路的总电导 g 和总电容 C 的表达式为1 2 2g g0P12g0e P22gL(2.22)RT2422C P12C0e C CT P22CL（ 2.23）式中， g0 为 LC谐振回路本身的损耗电导， Coe为晶体管的输出电容； CL为下级放 大器的输入电容。 谐振

39、时 L和 C的并联回路呈电阻特性，其阻值等于 R0，并联 谐振电抗为无限大，则 j C 与 1/（ j L ）的影响可以忽略。图 12: 高频小信号放大器谐振曲线 在应用时，通常将几级调谐放大器级联构成多级放大器以满足增益及频率选 择等方面的要求。 多级单调谐放大器的谐振频率相同， 均为信号的中心频率。 设 各级谐振时的电压放大倍数为 K01、K02、K0n ，则放大器总的电压倍数 K0 为K0 K01 K 02 K0n单振荡回路的归一化频率特性为：12.24)12式中， 为广义失谐， 2Q / 0 。设多级放大器各回路的带宽及 Q 值相 同，即 相同，则有 n 各回路的多级放大器的归一化频率

40、特性为2.25)n 2 n/2(1 )表 2 ： 多级单谐调放大器的带宽和矩形系数级数 n12345B /B11.00.640.510.430.35K0.19.954.663.743.183.07253.4.2 高频功率放大器 高频功率放大器用于发射机的末级，作用是将高频已调波信号进行功率放大， 以满足发送功率的要求，然后经过天线将其辐射到空间，保证在一定区域 内的接收机可以接收到满意的信号电平，并且不干扰相邻信道的通信。 高频功 率放大器是通信系统中发送装置的重要组件。 按其工作频带的宽窄划分为窄带高 频功率放大器和宽带高频功率放大器两种， 窄带高频功率放大器通常以具有选频 滤波作用的选频电

41、路作为输出回路，故又称为调谐功率放大器或谐振功率放大 器；宽带高频功率放大器的输出电路则是传输线变压器或其他宽带匹配电路， 因 此又称为非调谐功率放大器。 高频功率放大器是一种能量转换器件， 它将电源供 给的直流能量转换成为高频交流输出。利用选频网络作为负载回路的功率放大器称为谐振功率放大器。 根据放大器 电流导通角 的范围，可以分为甲类，乙类，丙类和丁类等功率放大器。电流导 通角 越小，放大器的效率越高。如丙类功放的900 ，但效率理论上可达到80%。丙类放大器通常作为发射机的末级， 以获得较大的输出功率和较高的效率。图 4 所示为有两级功率放大器组成的高频功率放大器电路。晶体管 T1 与选

42、 频网络 L1，C1 组成丙类功率放大器。图 13 ：高频功率放大器26丙类功率放的基极偏执 电压 VBE 是利用发射极电流的直流分量IEO(IEO ICO )在射极电阻 Re2上产生的压将来提供的，故称为自给偏压电路。当 放大器的输入信号 Vi 为正弦波时，集电极的输出电流 ic 为余弦脉冲波。利用谐振 回路 L2C2的选频作用可输出基波谐振电压 Vc1 ，电流 ic1。集电极基波电压的振幅Vc1m I c1m Rp( 2.26)式中， IC1M 为集电极基波电流的振幅； RP 为集电极负载阻抗。集电极输出功率P1V IPVc1mI c1m21I 2 R1 Vc21mI c1mRp2 2 R

43、P2.27)直流电源 Vcc 供给的直流功率PDVCCI C02.28)式中， IC0为集电极电流脉冲 ic 的直流分量。电流脉冲 ic经傅立叶级数分解，可得峰值 I cm与分解系数 n( ) 的关系式Icm Ic1m / 1( )Ic0 Icm * 0( )2.29)分解系数 n( )与 的关系。集电极耗散功率2.30)PC PD PC集电极的效率2.31)PC1* Vc1m * I c1m1* Vc1m *1()1*1()PD2* VCC * Ic02* VCC *0()2*0()式中， Vc1m VCC 称为电压利用系数。功放管特性曲线折线化后的输入电压 Vbe与集电极电流脉冲 ic 的

44、波形关系。有图可得:27Vj VBcos j B（ 2.32）VBm式中， Vj为晶体管导通电压（硅管约为 0.6v ，锗管约为 0.3v ）； Vbm为输出电压（或激励电压）的振幅； Vb 为基极直流偏压。VBIC0 *RE（2.32）当输入电压 Vbe大于导通电压 Vj 时，晶体管导通，并工作在放大状态，则基极电流脉冲 Iblm 与集电极电流脉冲 Icm 成线性关系，即满足ICm hfeIBmBm因此，基极电流脉冲的基波幅度 Iblm 及直流分量 Ibo 也可以表示为Ib1m1( )IbmIb0 1( )Ibm 基极基波输入功率1PiVB1mI B1mi 2 B1m B1m 功放的功率增益

45、AP Po 或 Ap 10lg Po dB PiPi2.33)2.34)2.35)丙类功放的输出回路采用变压器耦合方式，其作用一是实现阻抗匹配，将集电极的输出功率送至负载 R1；二是与谐振回路配合，滤出谐波分量。集电极谐振回路为部分接入，谐振频率由变压器原理可得o L1C 或 fo12 LC2.36)28N32PC RL2.37)式中， N1为集电极接入初级的匝数； N2为初级线圈总匝数； QL 为初级回路有载 品质因数，一般取值为 210。丙类功放的输入回路亦采用变压器耦合方式， 以使输入阻抗与前级输入阻抗 匹配。分析表明，这种耦合方式的输入阻抗 Zi 为2.38)rbb(1 cos ) 1

46、( )式中， rbb 为晶体管基极体电阻， rbb 25 。功率放大器可以按照晶体管在信号激励的下一周期内是否进入晶体管特性 曲线的饱和区来划分谐振功率放大器的工作状态。根据功放负载谐振电阻RP 的不同，可以划分为三个工作状态：欠压状态，临界状态，过压状态。（1）欠压状态在动态线 A1Q 下所画得的集电极电流是余弦脉冲，余弦脉冲高度是比较大的，集电极交变电压 Ucm1 幅度是比较小的， 我们把这种工作状态称为欠压状态。当放大器工作在欠压状态时， RP比较小， U cm1较小；在 uCE uCE min 时，负载线 uBE uBE max 所在的那条特性曲线交于 A1点，动态工作点摆动的上端离饱

47、和区还 有一段距离，这时的动态工作点都处在晶体管特性曲线的放大区。（2）临界状态在动态线 A1Q 下所画得的集电极电流波形仍是余弦脉冲波形。 余弦脉冲高度 由 A2 点决定。在此状态下的脉冲高度比欠压状态的略小，这时的集电极交变电 压 U cm2的幅度也是比较大的， 我们把这种状态成为临界状态。 当放大器工作在临 界状态时， RP较大；在 uCE uCE min时，负载线与 uBE u BE max 所在的那条特性曲29 线交于临界点 A2，除 A2点外，其余动态工作点都处在晶体管特性曲线的放大区。（3）过压状态在动态线 A3Q 线下所画得集电极电流波形出现凹陷状态。把集电极电流脉冲出现凹顶形

48、状的工作状态称为过压状态。当放大器工作在过压状态时，RP 很大，U cm3也很大，在uCE uCEmin 时的负载线与特性曲线交于 A3 ，此时动态线的上端进 入饱和区。在过压状态下，为什么会出现凹陷？其原因是 RP 加大到一定程度后， 可使晶体管工作点摆动超过临界点 A3时，集电极电流将沿饱和线 OA3 变化，其幅 度从 A3点起不断降低，随着 U cm3继续增大， uCE 迅速减小；在 A3点，集电极电流 降低到最低值。通常把电流 iC 沿饱和线下降的那段线称为临界线。当 uCE 从最小 值回升时，集电极电流也随着增大，直至脱离饱和区后，集电极电流才随uCE 的增加而减小。 结果导致集电极

49、电流顶部出现凹陷的余弦脉冲， 但是集电极输出交 变电压U cm3却是最大的。（ A5点的确定：将动态线 A3Q向上延伸，与 uBE u BE max 输出特性的延长线相交于点 A4 ，然后由 A4点向下作垂线与临界线相交，则得 A5 点,交点 A3决定了脉冲的高度，而 A5 点决定了脉冲下凹处的宽度。 ）高频功放工作在过压状态时， 适合放大等幅信号。 调频信号是等幅波， 在高 频功放时正好同功放过压状态适应，所以本设计中功放应工作在过压状态。30三、硬件设计3.1 原理框图音频信号采集音频信号放大调频电路发射部分 功率放大级缓冲级图 14：原理框图如图 13 为本组的原理框图，我们采用驻极体麦

50、克风采集音频信号，之后由 将采集到的音频信号送入低频信号放大器将音频信号放大再送入下一级电路中 即射级跟随器电路， 之后再通过功率放大器将调频信号功率放大经过天线发射出 去。3.2 multisim 仿真我们组通过自学 multisim 软件对我们的设计进行认证，在学习的过程中遇 到了不少问题但是都被我们解决了。下图为我们的仿真调试图：图 15 ：仿真调试图31图 16：仿真调频图3.3 PCB 的制作通过对电子线路 CAD的学习，本组已掌握基本的电子线路 CAD的设计过程并成功掌握 PCB的制作过程。下图为本组设计的 PCB图32四、总结与展望经过三周的实训， 我们终于小有所成， 顺利完成了设计任务， 做出了无线调 频麦克风发射器，并最终调试成功。在此过程中我们受益颇多。通过这次实践，使我们深入了解了高频电路设计过程中应注意的各方面的内 容。比如，元器件要选用适合用于高频电路的；元器件布局要紧密；导线要短； 管脚也要尽可能短； 电源线要略宽过交流信号线； 直流源要干净， 用大电容对电 源纹波过滤， 用好的电容耦合掉电源的高频干扰等等。 制作过程是一个考验人耐 心的过程，不