高效DCDC模块电源设计

1、目 录1 目的意义12 题目的描述和要求23.硬件电路设计33.1 dpa425简介33.2 dpa425的设定53.3 偏置电压的产生63.4 箝位电路的设计93.5 变压器的设计113.5.1 ap法设计高频变压器113.5.2 变压器复位电路123.5.3 变压器复位的确认123.6 输出电路的设计133.7 反馈的设计153.7.1 反馈电路原理的设计153.7.2 补偿电路的设计163.8 空载情况下的工作183.9 布局考量194 电路原理图215 总 结226 致谢23参考文献24附 录251 目的意义电源是一切电子设备的心脏部分，其质量的好坏直接影响电子设备的可靠性。而开关电源

2、更为如此，越来越受到人们的重视。目前的计算机设备和各种高效便携式电子产品发展趋于小型化，其功耗都比较大，要求与之配套的电池供电系统体积更小、重量更轻、效率更高，必须采用高效率的dc/ dc开关稳压电源。目前dc-dc转换器普遍地应用于电池供电的设备和要求省电的紧凑型电子设备中。应用dc-dc转换器的目的是要进行电压转换,给一些器件提供合适的工作电压,保证有较高的系统效率和较小的体积。分布式电源系统应用的普及推广以及电池供电移动式电子设备的飞速发展，其电源系统需用的dc/dc电源模块越来越多。对其性能要求越来越高。除去常规电性能指标以外，对其体积要求越来越小，也就是对其功率密度的要求越来越高，对

3、转换效率要求也越来越高，也即发热越来越少。这样其平均无故障工作时间才越来越长，可靠性越来越好。因此如何开发设计出更高功率密度、更高转换效率、更低成本更高性能的dc/dc转换器始终是近二十年来电力电子技术工程师追求的目标。dc/dc模块已被广泛应用于铁路通信、微波通讯、工业控制、船舶电子、航空电子、 地面雷达、消防设备和医疗器械教学设备等诸多领域，其中有许多应用场合需要多路输出，如在单片机智能控制器中，单片机供电需要5v，而运放通常需要12v。在设计多路输出时，有许多地方和单路输出不同，既要考虑变压器管脚限制、多副边变压器设计、各路的稳压电路实现，又要考虑每路轻载及满载的负载调整率，以及负载的交

4、叉调节特性等。目前电力电子与电路的发展主要方向是模块化、集成化。此次设计要求设计一种dc/dc模块电源，要求此电源的输出电压和输入电压隔离，电源结构基于单端正激电路，采用单片集成电路。输入电压：24v dc（变化范围18v36v）。输出电压：12v dc。输出最大电流：1a。效率：88%以上。2 题目的描述和要求高效dc/dc模块电源设计为了提高中小功率开关电源的效率，设计了一种基于dpa425的高效小功率模块电源。围绕提高效率这一目标，对变压器、输出整流、欠电压锁定、过压保护、过流保护、磁复位、输出电感及反馈环路等部分进行了优化设计。采用合理的工作磁通密度使得变压器的铁损与铜损相等，则变压器

5、的总损耗最小，同时采用夹层绕制法将变压器的漏感控制在3以内，也可有效降低损耗。此次课程设计的题目是设计一种dc/dc模块电源，要求此电源的输出电压和输入电压隔离，电源结构基于单端正激电路，采用单片集成电路。输入电压：24v dc（变化范围18v36v）。输出电压：12v dc。输出最大电流：1a。效率：88%以上。3.硬件电路设计3.1 dpa425简介电源的主控芯片采用dpa425芯片。dpa425是pi(powerintegrationgmbh)公司设计的，高度集成的dc/dc电源控制芯片。它内部集成了一个200v的高频功率mosfet，并将pwm控制、工作频率选择、输入过欠压检测、可编程

6、电流限制、on/off开关控制、外部时钟同步、软启动及关断自动重启动、热关断保护等功能集于一身。只需极少的外部元器件就可实现众多功能，不但使设计简化，节省空间，而且可降低成本。dpa425支持正激和反激工作模式，工作频率高，贴片式封装；若将外围元器件及变压器采用贴片元器件和平面变压器，并采用铝基板设计，就可实现模块化设计。另外，dpa425只是dpa?switch系列控制芯片中的一种，它最大输出70w，还有dpa423、dpa424、dpa426，输出功率分别为18w，35w，100w用户可根据需要选用。在dc-dc单端正激变换器的设计当中，dpa-switch的产品的优势如下： 元件数目低

7、高效率（使用同步整流时，效率通常91%） 内置缓启动降低了应力及过冲 内置精确的线电压欠压检测 内置精确的线电压过压关断保护 内置可调整的限流点 内置过载及开环故障保护 内置过热关断保护 在输入高压及负载瞬变情况下，可编程的占空比降低特点限制了占空比的偏移程度 极好的轻载效率 可选的300 khz或400 khz的工作频率 无损耗集成的逐周期电流限制dpa426的输入电压范围为1675v，其内部功能框图如图3-1-1所示，外形封装如图3-1-2所示。图 3-1-1 dpa425内部结构框图图 3-1-2 dpa425封装图1、各管脚功能如下：脚1control（c）控制脚，接内部误差放大器同相

8、输入端，为反馈电流输入端，用于占空比控制；脚2line-sense（l）在线感应脚，用于过、欠压检测，on/off开关控制及外部时钟同步；脚3externalcurrentlimit（x）外部电流限制脚，用于输入电流的可编程限制；脚5、6、8 source（s）接芯片内部功率mosfet源极；脚4frequency（f）用于选择工作频率；脚7drain（d）接芯片内部功率mosfet漏极。2、各功能的实现。频率选择将脚5与脚4短接，工作频率为400khz；将脚5与脚1短接，工作频率为300khz，脚5不能悬空。输入过欠压检测输入欠压保护的作用是使输入电压达到设定值时，芯片才开始工作，防止误触发

9、；过压保护则是保护电路输入部分，不会因输入电压过高而损坏。可编程电流限制将一电阻ril接于脚3与脚4之间，就可实现对内部功率mosfet漏极电流的限制，防止因输出过流或短路引起的损坏。on/off开关控制可实现对芯片的开关控制，脚3若悬空则芯片停止工作，若在三极在电源开启时，防止浪涌电流过大而损坏内部功率mosfet及防止变压器饱和；自动重启动功能是在电路工作不正常时，使芯片处在一种低功耗的保护状态，恢复正常后使电路重新启动。热关断保护用来保护芯片不因过热而损坏，当芯片温度高于137时，芯片内部保护电路会使内部功率mosfet停止工作；当芯片温度低于110时，保护会自动解除，芯片继续工作。3.

10、2 dpa425的设定由于本次设计要求要求设计电源的输出电压和输入电压隔离，电源结构基于单端正激电路，采用单片集成电路。输入电压：24v dc（变化范围18v36v）。输出电压：12v dc。输出最大电流：1a。效率：88%以上。所以首先要对使用的芯片dpa425进行设定。具体步骤如下：(1)工作频率设定 dpa425芯片的工作频率较高，有300khz与400khz两种频率供用户选择，由于本次设计的输入输出要求较低所以在此选择300khz工作频率。(2)启动与关断电路 dpa425 l端的工作电压为2.35v，当流入l端的电流大于50a时，芯片启动，且在电流大于135a时关断。因此，当只使用一

11、个电阻时，关断电压与启动电压的比值固定为2.7：1。设定启动电压的电阻为：将启动电压uin=18v代入得r1=313k。此时关断电压被设定为48.6v，这与要求的36v关断电压不符，可通过简单的分离器件电路予以解决。(3)过流保护 dpa425芯片的内部集成了过流保护功能，其默认的最大电流为5a。当x端与地之间接上一个电阻时，可设定实际的保护电流为默认值的25-100。其相关电路图如图 3-2所示图 3-2 dpa425设定电路3.3 偏置电压的产生有四种方法来产生dpa-switch 工作所需的偏置电压：(1) 从dc 输入电压得到(2) 变压器偏置（非稳压）(3) 输出耦合电感绕组(4)

12、变压器偏置（稳压）下图 3-3-1、2、3、4说明了这四种方法。每种方案都必须保证在最差的工作条件下(最低输入电压及最小负载)使得光耦器的集电极电压至少为8v 。在一般的工作情况下，最低的偏置电压应为12 v 。在这四种方案当中，输出耦合电感和稳压的变压器偏置方法可以得到最高的效率，因为此时光耦器两端的电压是可以控制的。但这增加了电路的复杂性。光耦器的损耗可能会很严重，因而必须加以检验。最大的光耦器镜像三极管电流与所选用的dpa-switch 的控制引脚电流(ic(skip)的最大值相等。因而，最大的损耗发生在偏置电压最高(对应图3-3-1 和图3-3-2 中的最高输入电压)、输出负载最小的情

13、况。表 3-3 给出了所有方案复杂性和性能之间的关系比较。图 3-3-1 从dc输入电压得到偏置电压(1)从dc 输入电压得到偏置电压是三种方案中最简单的方法。为降低光耦器集电极-发射极之间的最大电压，在dc 输入电压的正端与光耦器镜像三极管的集电极之间使用了一个稳压二极管。更加重要的是，这样可以对光耦器的损耗加以限制。这样简化所带来的问题是效率的降低，尤其在输入高电压的情况效率的降低更加严重。因而该方案特别适合于输入电压较低(18 v 至36 v) 的工业应用领域。在工业应用中，输入电压通常很低，可以省去稳压二极管，因为标准光耦器的击穿电压一般为70 v 。图 3-3-2 变压器偏置（非稳压

14、）(2)变压器偏置（非稳压）是指电压来自于功率变压器的一个绕组。绕组整流管连接时要使得偏置绕组的极性为正激。这样，当dpa-switch 导通时，整流管处于导通状态。由于偏置电压与输入电压成比例，在输入电压较高时效率会下降，但这种方法与直接连接至输入端的方法相比，其影响较小些。同样，需要在偏置电压最大时检查光耦器的功率消耗。对于这种偏置电压的产生方式，最差的情况是输出负载最小、输入电压最高的情况。dpa-switch 的应用当中不建议使用反激式偏置绕组，因其会影响变压器的复位。图 3-3-3 输出耦合电感绕组(3)输出耦合电感偏置是使用输出电感上的一个绕组来产生偏置电压。这种方法可以在变换器工

15、作于连续导通方式时，保证得到一个稳压良好的偏置电压。利用绕组的相位关系可以得到稳定的偏置电压。当dpa-switch 关断时可以利用变压器的原理使得偏置绕组的电压与输出电压成比例。得到较高效率的代价就是成本和复杂性的增加，因为要使用一个用户定制的输出电感。通过改变圈数比、偏置电容的大小及主输出最小负载的方法可以对偏置电压进行调整。要在最小负载、最大输入电压情况下检查确认最低的偏置电压至少为8v 。图 3-3-4 变压器偏置（稳压）(4)变压器偏置（稳压）方案与输出耦合电感偏置(c) 一样具有相同的作用。偏置电压的稳定不象输出耦合电感偏置那样好。但是，此方案在各种输入电压和输出负载条件下都可以提

16、供一个适度恒定的偏置电压。如果电源工作于连续导通模式，使用独立的电感，则此方案可以很好地工作。此方案中可以使用小电流、低成本的(非定制) 电感，但其电感量应足够高，以确保在大多数工作条件下都工作于连续导通模式。偏置类型输入电压范围(v) 效率成本复杂性建议dc 输入端得到的偏置18 至36 建议仅用于18 至36 v 输入的设计变压器偏置（非稳压）36 至72 建议用于低成本的设计输出耦合电感偏置36 至72 仅建议使用于电源已经使用了耦合输出电感的设计变压器偏置（稳压）36 至72 建议用于高效率的设计中表 3-3 获得偏置电压的方法比较在本次设计中采用的是输出耦合电感偏置得到偏置电压的方法

17、。3.4 箝位电路的设计在所有的应用当中都必须保证在dpa-switch的漏极不会出现过高的漏极电压。为了防止漏源极间承受过大的电压应力而损坏开关管，在本次设计中我们采用了如下图3-4-1所示的箝位电路设计，通过在漏源极上并联齐纳稳压管，实现了简单的箝位，这里采用150v稳压管vr1，当漏源电压超过150v时，vr1导通，并将电压箝位在150v，保证漏极电压距离220v的击穿电压具有足够的裕量以防止了开关管的损坏。并联在变压器初级线圈两端的电容ccp用来吸收漏感的能量。图 3-4-1 变压器箝位及复位电路的元件在正常的稳态工作情况下，跨接在变压器初级两端的电容ccp吸收漏感的能量，以保证漏极-

18、源极电压低于稳压管的稳压值。通常，对于10 w至40 w功率范围的变压器，电容ccp的最佳容值为10 pf至100 pf之间。ccp的容量取决于漏感和峰值电流的大小。如果电容大小合适，大部分的漏感能量在下一个开关周期中可以被循环再利用。容量太小会引起稳压二极管导通。稳压管有功率损耗会降低效率。而容量太大时同样也会降低效率，因为这样会增加dpa-switch的开通损耗，同时影响变压器的复位。在正常的稳态工作期间，稳压二极管不导通，但在开机上电、负载瞬变及输出过载条件下要求稳压管能够对漏极电压进行限制。图 3-4-2 lc （电感、电容）复位及箝位输出功率较高时，箝位电容(ccp)的大小成为限制电

19、源效率的因素。对于这些高功率(高于约40 w)的应用可以采用不同的方法。图3-4-2所示为无损耗的箝位技术，同时可以对变压器实现复位。因为本次设计的电源要求功率很低只有12w所以采用的是如图3-4-1所示的简单并联稳压管的方法实现简单的电压箝位并在变压器原边并联30pf的电容用来吸收变压器的漏感能量，3.5 变压器的设计3.5.1 ap法设计高频变压器根据300khz的工作频率，选择pc40磁性材料，在60时，其饱和磁通密度为450mt，在一般状态下，其磁通摆幅为100-200mt。确定参数：uinmin=18v，uinmin=36v，输出电压uo=12v，输出电流io=1.25a；当工作频率

20、，ft=300khz时，对应的周期t=3.3s，当最大占空比为70时，对应最大导通时间ton=2.3s，最大温升40。由pc40材料损耗曲线得比损耗为100mwcm3时，磁通密度摆幅b=60mt。应用ap面积公式：式中：ae为磁芯有效面积；aw为磁芯窗口面积；k为正激因子，一般取0.014由生产厂商提供的变压器数据手册选择磁芯efdl5，其ap=-0.047cm4。选择好磁芯之后就确定了ae=15mm2，有效体积ve=510mm3。正激变压器磁芯工作在第一象限，根据查表得到的比损耗为100mwcm3，此时的b应加倍才是实际工作时的最大磁通密度变化量。初次级匝比为： (1)式中：dmax为最大占

21、空比；uf为输出整流管的导通压降根据电磁感应定律计算次级匝数： (2)由式(1)及式(2)确定np=ns=16。这里的变压器线圈采用交错绕，这样可以将漏感控制在3以内。3.5.2 变压器复位电路变压器励磁电感中的磁通在每个开关周期必须复位，以维持伏-秒平衡，防止变压器出现饱和。由于实际变压器的电感量都是一个有限值，它们储存有表现为励磁电流的寄生能量。在变压器进入饱和以前，励磁电感不能储存太多的能量。由于饱和的变压器表现为短路的电路，因而在每个开关周期必须由外部电路设法将励磁电感中的能量释放掉（对变压器进行复位）。变压器的复位要求漏极引脚的电压要高于输入电压。但又必须确保变压器的复位不会引起dp

22、a-switch的漏极引脚出现过高的电压应力。图3-4-1所示电路中的元件可以在每个开关周期结束时，将变压器的励磁能量复位至一个安全的水平。电路的核心部分为跨接在输出整流管两端的串联rc网络(rs和cs)。当dpa-switch关断时，励磁电感中的电流通过次级绕组依然在变压器中流动。随着励磁电流下降至零，电容进行充电。电容必须足够小，使得励磁电流能够在最小的关断时间内下降至零。另外一个限制电容容量的因素是电容的容量必须足够大，以保证在正常工作条件下漏极-源极的电压低于稳压管箝的电压。复位网络中的电阻用于抑制电容和寄生电感相互作用而引起的振荡。电阻的阻值一般介于1至5之间。本次设计的rc网络中使

23、用的电阻值位3。对于功率高于40 w的应用需要使用不同的复位电路。3.5.3 变压器复位的确认判定复位特性最好的方法就是观察dpa-switch的漏极-源极的电压。漏极电压能够清楚地表明变压器没有完全地得到复位。dpa-switch 在时间段ton内开通。变压器内的磁通没有达到零。工作条件很小的变动就会在每个周期引起变压器的饱和，或者使电源工作于接近饱和的状态。对于负载的跳变，电源将不能够提供占空比的变化。所以在设计当中一定要要求变压器可靠的复位。3.6 输出电路的设计1、输出整流输出电流最大值为1a，电流相对较小。因此采用压降较低的肖特基二极管vd2，vd7进行整流及续流，压降在0.3v以内

24、。上述复位rc网络还起缓冲器的作用能够减小开关损耗和抑制开关过程中引起的过电压过电流，限制di/dt,du/dt。变压器次级线圈的漏感及肖特基二极管的结电容形成串联谐振，加入rc缓冲器可以阻尼衰减寄生参数引起的谐振。当rc缓冲器的电阻等于谐振电路的特征阻抗(l/c)1/2时，将阻尼衰减电路谐振，同时也严格阻尼衰减且无过冲。与电阻串联的电容必须大于寄生电容，以减小过冲及自激，该电容一般取寄生电容的24倍在次设计中取4.7nf。其相关电路图如图3-6-1所示图 3-6-1 输出整流电路2、输出电容输出电容上的电压纹波由输出电感内的纹波电流所造成。纹波电压的一部分来自于电容电流的积分，一部分来自于电

25、容等效串联电阻(esr) 两端的电压。所选电容的容量必须足够高而esr 足够低，确保在使用选定的输出电感的情况下输出纹波电压在可接受的范围。通常，大部分的纹波电压由esr 造成。象电感中的纹波电流一样，由esr 决定的纹波电压波形为三角波。由电容决定的纹波电压波形由一些非线性的曲线构成。dc-dc 变换器中的输出电容一般为固体的钽电容。之所以选择这样的电容是由于在变换器工作频率处，这类电容具有很低的esr 及很低的阻抗。同时，在反馈环路设计时esr 又是一个很重要的因素。出于这样的考虑，适当的esr 反而是我们所希望的。一个重要问题就是esr 数值在规定的温度范围内可能会变化很大。输出纹波和控

26、制环路稳定性会受esr 改变的影响。因而有必要在极端温度条件下对原型样机进行评估，确认其性能能够满足需要。处于可靠性的考虑，电容的电压额定一般应比其最大工作电压高25% 。因而其降额因数为80% 。例如，对于5v 的输出电压，所用电容的额定耐压应为6.3 v 或者10 v 。电压越低电容会越小，但在应用中使用较高耐压的电容则电源的故障率更低。在本次设计当中选取滤波电容的额定电压为35v，220f。3、输出电感输出电感在开关管导通期间储能，在开关管断开期间释放能量。电感中电流分连续与不连续两种工作情况。如果负载电流i。逐渐减小，则定义在输出电感中波动电流的最小值刚好为零时为临界电流ioco i0

27、c等于输出电感电流峰峰值的一半，即i0c=il/2。当输出电流ioi0c时，电感进入不连续状态，否则为连续状态。选定电感电流的波动因子k=20，故电感的纹波电流为：il=iok=0.25a 根据电感中电压与电流的微分关系，得：式中：u2min为开关管导通时变压器次级的最低输出电压为确保输出电感工作在连续状态，输出负载电流应大于0.125a。输出电感选用pc40材质的epc13磁芯，中心柱开少量的气隙，以防止磁芯饱和。4、输出lc 滤波器由输出电感和输出电容所组成的滤波器，在滤波器谐振频率点处的环路响应上具有两个极点。由于滤波器为损耗相当低的谐振电路，因而在接近谐振频率点处的增益和相位的变化相当

28、突然。因此，用于调整环路响应的极点和零点应避开该频率区域或者对此谐振加以补偿。适当地选择输出滤波器的谐振频率点可以降低反馈环路设计的复杂性。谐振频率点的位置应允许设计者采用有限数目且数值合理的补偿元件来调整得到所需要的响应特性。在dpa-switch 正激变换器使用光耦器反馈的情况下，输出滤波器使用低esr 的钽电容时，其谐振频率建议值应介于4khz 至6 khz 之间。该数值与得到理想的纹波电流和纹波电压所需要的电感和电容的大小是相符的。输出电容的esr 具有一个零点，可以对滤波器的一个极点进行补偿。但是，对于低esr 的钽电解电容或有机电解电容，通常其零点所对应的频率过高，在所希望的环路带

29、宽内不能够充分地抵消滤波器的影响。输出滤波器的电容为220 f ，电容规格中esr 的最大值为100 毫欧姆。因而esr 的零点位于约16 khz 处，远远大于lc 滤波器4 khz 的谐振频率点。而实际电容的esr 约为80 毫欧姆，此时零点的位置为20 khz 。在某些可以使用标准低esr 电解电容的情况，较高的esr 使得esr 零点位于足够低的频率点上，从而增加了有效的附加相位裕量。3.7 反馈的设计3.7.1 反馈电路原理的设计开关电源的稳定性是一个需要考虑的重要问题。有三个参数用于描述控制环路的特性，分别为交叉频率、相位裕量及增益裕量。交叉频率为环路增益幅度为0 db 时所对应的频

30、率点。用于衡量系统的带宽。图 3-7-1 反馈电路的基本元件。相位裕量在交叉频率点处加以规定。相位裕量为环路增益的相位与180 度之间的差值。严格的规范要求为在最差的条件下相位裕量至少为60 度。在任何情况下相位裕量都不得低于45 度。这就意谓着相位必须减小以维持系统的稳定。相位裕量同时与系统的动态特性有关。很低的相位裕量说明对于负载跳变或者扰动系统会呈现振荡的响应。同样重要的是在高于交叉频率点时环路增益幅值的下降。该要求一般称为增益裕量。增益裕量为0 db与相位为180 度所对应的频率点处的环路增益幅度的差值。高于10 db的增益裕量为可以接受的范围。这就意谓着增益幅度必须增加以维持系统的稳

31、定。测量环路增益时必须在最差的条件（一般为最高输入电压、最大负载条件下）及规定的极端环境温度下测量，因为很多重要的元件参数（尤其是电容的esr ）随温度的变化会改变许多。由于正激拓扑结构固有的高带宽特性，使一个高频正激dc-dc变换器能够稳定工作要解决一些难题。很多dc-dc 变换器设计使用逐周期的电流模式控制。dpa-switch使用典型的电压模式控制，允许在占空比大于50 时工作而无需电流模式控制中所要求的斜坡稳定(“斜坡补偿”)。采用电压模式控制的工作在连续导通方式正激变换器的基本系统特性要求使用多个极点和零点对电路加以补偿，以得到所希望的环路响应特性。在使用dpa-switch的正激变

32、换器中，使用光耦器的控制环路的交叉频率在最高输入电压、室温的情况下应被限制在10 khz或低于10 khz以下。dpa-switch在30 khz有一个内部的极点，用于开关噪声进行滤波。在较高频率的其它极点可以对30 khz频率点提供额外的相移。光耦器在约100 khz的频率点处有两个极点。这些极点产生的相移，再结合变换器输出lc滤波器引入的相移很难对高于10 khz的频率进行补偿。反馈设计的目标就是在10 khz或低于10 khz的频点将环路增益的幅值降低至零db ，同时相位裕量接近60 度。尽管系统要求和dpa-switch确定了一些影响环路特性的参数，但我们仍然可以利用反馈电路中的很多元

33、件对环路稳定性进行优化。图3-7-1所示为采用普通tl431稳压器反馈电路所使用的基本元件，可以得到很高的环路增益以实现严格的dc电压稳压精度。电路图中没有显示输出电容的esr。在反馈环路的频率补偿当中esr也是一个很重要的影响因素。此次设计当中反馈设计采用光耦tlpl81和运放tl431实现，光耦用于实现初次级隔离；tl431将输出的采样电压与其参考电压进行比较并放大误差。光耦的偏置电压在正常工作时取为12v，通过在输出电感上增加偏置绕组并进行整流得到，输出电压为12v时，偏置电压也为12v，故偏置绕组匝数与输出电感匝数相同。3.7.2 补偿电路的设计1、dpa-switch 环路补偿在图3

34、-7-1中位于dpa-switch 控制引脚的c6 和r4 网络除了具有其它功能以外还提供了对反馈环路的补偿。电容c6 与r4 以及电容本身的esr 加上控制引脚的阻抗在环路增益曲线上给出一个极点，其后紧跟一个由r4 和c6 的esr 产生的零点。建议c6 的数值介于47 f 至100 f 之间。此次设计中取68f该数值范围的电容一般足以满足对环路增益调整的需要，在系统中同时可以满足其它功能的使用要求。由r4 和c6 的esr 所引进的零点应位于输出滤波器谐振频率约25% 的位置。在谐振频率点处由该网络引起的相位滞后减低至最小时，这样的设计可以得到最大的增益降低。在作为例子的原型样板设计中，c

35、6 为68 f，esr 约为1.6。dpa-switch 的控制引脚处的阻抗一般为15。这些数值使得极点位于约130 hz 的位置，零点位于约900 hz 的位置。由于高频旁路电容c5 很小，因而对环路增益的影响可以忽略不计。2、光耦器的补偿光耦器的电流传输比(ctr) 对接近交叉频率点处的环路增益的幅值起主要的作用。同样重要的还有与光耦器led 串联的r6 电阻。不可随意选择这些元件，因为在正常工作期间光耦器给dpa-switch 提供供电。光耦器及串联电阻必须在使用最小ctr 的光耦器时能够给出dpa-switch 所规定的最大控制引脚电流。大部分情况下，ctr 介于100% 至200%

36、的光耦器足以满足使用要求。选取的r6 数值应保证在ctr 最小的情况下提供给led 的电流能够使tl431 饱和。与r6 并联的r12 和c16 网络所产生的零点提高了增益和相位，对输出滤波器的另一个极点进行补偿。零点的位置一般靠实验方法来确定，以得到所需的相位裕量。该零点的频率一般介于输出滤波器谐振频率的一至三倍之间。电阻r12 用于限定高频时增益的增加。3、tl431 的补偿使用tl431 的目的是在低频段提供很高的环路增益。在较高频率其作用是不需要的，因光耦器可以提供足够的增益。因此，对tl431 周边反馈电路进行补偿的目的是为了增大其在很低频段的作用而降低其在高频段的影响。连接于tl4

37、31 阴极和参考端之间的c14 和r9 用于增大对dc 分量的环路增益，以得到最佳的电压稳压精度。在作为例子的原型样板设计中，电容c14 构成一个积分器，将tl431 的贡献降低了20 db/ 十倍频程。电阻r9 与r10 一起决定了tl431 的最小增益，并在环路增益内引入一个零点。在作为例子的原型样板设计中，该零点位于约16 hz 的位置。与tl431 相关的由c14 和r9 形成的另一个零点位于720 hz 处。该零点的位置对于连续模式电源的正常工作不构成影响。如果变换器工作于非连续导通模式，则在很轻的负载时这个零点就会变得很重要。非连续导通模式的环路增益特性与本例中连续导通模式有着根本

38、的不同。最重要的影响就是环路增益的交叉频率一般都特别低，其交叉频率由负载的轻重所决定。交叉频率可以很容易地落入环路增益中tl431 起作用的频率范围。4、原型电路的环路增益在正激变换器中，最高的输入电压通常为最差的工作情况，因为此时增益最高，带宽最大而相位裕量最小。由c14 、r9 和r10 构成的积分器使得增益的数值开始降低，由电容c6 、c6 的esr 、电阻r4 及dpa-switch 的内部控制引脚阻抗所构成的极点在p2 处使得增益降低。由电容c6 、r4 和c6 的esr 所形成的零点将相位进行提升。电阻r4 增大了电容的esr 。电容c6 采用钽电容，这样可以利用r4 对总的阻抗进

39、行调整。铝电解电容的esr 一般都很大，不适合用于对频率响应曲线的调整。电容c5 提供了一个低阻抗的源极使电流脉冲流入控制引脚。它对环路的影响较小。高于z1频率的增益幅值直接与光耦器的电流传输比(ctr) 有关。因此，必须对光耦器的ctr进行控制，以维持系统工作的稳定及正常。应保证在12 ma的最大控制引脚电流情况下光耦器的ctr数值介于100%至200%的范围。光耦器镜像三极管的击穿电压必须高于最大的偏置电压。环路设计所需的充足裕量可以适应光耦器ctr的容差变化、输出电容esr的变化以及随工作电压改变的增益变化。esr随温度的变化很大。这一点在选择输出电容时应成为主要考量的因素。同时，还必须

40、能够适应其它元件的容差变化。综上对于反馈回路的设计要求及本次设计的设计要求所设计的相关硬件电路如下所示图 3-7-2 反馈设计原理图3.8 空载情况下的工作工作于连续导通模式（中度至重度负载）和非连续导通模式（轻载）的电源控制特性是不同的。两种工作模式的临界点发生在ki=2时的负载情况(不使用同步整流)。两种模式具有不同的控制特性。非连续导通模式的变换器与连续导通模式相比，通常其瞬态响应较慢而输出端的纹波电压较高。除非经过正确的设计，否则在某些极端情况下，以连续导通模式工作的表现良好的变换器在轻载或者空载时往往会变得不稳定。很多商用的dc-dc变换器模块都规定了一个很大的最小负载，以防止变换器

41、工作于非连续导通模式。深度非连续导通模式工作的变换器所要求的占空比很小。对于dpa-switch来讲工作在很轻的负载下不会有问题，因为它会利用“丢”周期的方法自动降低等效的开关频率，从而可以使占空比低于5%。以很小的占空比工作要求使用一个很大的电容，以保证偏置电压高于所需的8v最小电压值。考虑到尺寸、成本及效率，满足空载工作要求的最佳方案就是在输出电容两端并联一个小的假负载。负载的大小通过实验方法来确定。所增加的假负载仅作为对输出端供电的其它小信号电路自然负载的一个补充。3.9 布局考量图3-9 所示的例子为dpa-switch 正激变换器合理的电路板布局。由于dpa-switch 工作时具有

42、很大的漏极电流，因此必须注意以下注意事项。1、初级侧的连接由于dpa-switch 的散热器连接片有意做成很高的开关电流的返回连接点，因此，散热器连接片应通过较宽的低阻抗的走线与输入电容相连接。不要使用源极引脚作为功率电流的返回端，否则会导致器件工作的不正常。源极引脚仅仅作为信号地来使用。器件本身的散热器连接片（源极）为功率电流的正确连接点。控制引脚的旁路电容应尽可能地靠近源极和控制引脚。与源极相连的电路走线不应包含任何初级或偏置电压所产生的开关电流。所有连接至线电压检测(l) 或外部流限设定(x) 引脚且以源极引脚作为参考的元件，也应尽量靠近其各自连接的引脚和源极引脚。再次强调，这些元件的源

43、极连接走线上不应流过任何主mosfet 的开关电流。特别需要注意的是，散热器连接片（源极）的功率开关电流应经过一个单独的铺铜走线连接至输入电容的负极。与源极、控制极、l或x引脚相连接的元件不要共用此铺铜走线。任何连接至l或x引脚的走线都要尽可能地缩短并远离漏极走线，以防止噪声的耦合。线电压检测电阻应位于靠近l引脚的地方，并缩短靠近l引脚一侧的走线长度。除了控制引脚电容以外，在靠近源极和控制引脚处再并联一个220 nf 的高频旁路电容，以便更好地滤除噪声。用于反馈的光耦器的输出也应尽可能地靠近dpa-switch 的控制极和源极引脚。2、散热片为了增加dpa-switch 及其它功率元件的散热，建议使用特殊导热的pcb 板材