一种MHz的降压型PWM DC-DC开关电源设计

1、 毕 业 设 计（论 文）一种mhz的降压型pwm dc-dc开关电源设计 摘 要 开关电源因其高效节能引起社会各方面的重视，多年来对开关电源的核心单元控制电路实现集成化是开关电源的发展方向之一。在这样的前提下，设计开发高效率、高频、小体积的dc-dc开关电源，无论是从经济角度，还是从科学研究上来讲都是很有价值的。 本文介绍了dc-dc变换器各种拓扑结构及其工作原理，描述了dc-dc变换器的控制方法，详细阐述了脉宽调制中电压控制模式和电流控制模式的基本原理，分析比较了它们各自的优缺点。同时本文对系统性能也进行了分析。本文设计了一款基于电流控制模式的pwm降压型dc-dc开关电源，该开关电源采用

2、rt8015a变换器，本文对其引脚功能、基本工作原理及元器件的选择有详细介绍，并给出了工作电路和典型工作特性图。关键词：dc-dc 脉宽调制 电流控制 斜波补偿 abstractswitching power supply is paid much attention for its high efficiency and low power consumption. core unit-control circuit integration of the switching power supply has been one of switching power supply develop

3、ment for many years. in this situation, to design high efficiency, high frequency dc-dc switching power supply is valuable in the view of both economy and research.in this thesis，kinds of dc-dc converter are introduced first. the techniques with two different methods are classified as the mode of pu

4、lse width modulate，and the difference of control signal. the advantages and disadvantages of each method is analyzed and compared. and this thesis also includes the analysis of system performance.a type of pwm buck dc-dc converter based on current mode control method is designed. the switching power

5、 supply uses rt8015a converter，in this article，there is a detailed introduction about the function of its pins, the basic working principle and the selection of components. in addition, this article gives the operating circuit and the figure of the typical operating characteristics.keywords：dc-dc co

6、nverter pulse width modulate current mode control slope compensation 目 录摘要iabstractii1 绪论11.1 开关电源概述11.2 开关电源的发展历史21.3 开关电源的发展趋势31.4 本论文的主要工作51.4.1 本论文的设计目标51.4.2 本文所做的工作62 开关电源原理分析72.1 dc-dc变换器拓扑结构72.1.1 降压型dc-dc变换器72.1.2 升压型dc-dc变换器102.1.3 升压/降压型dc-dc变换器122.2 开关电源的控制技术132.2.1 脉频调制（pfm）142.2.2 脉宽调制

7、（pwm）152.2.3 电压控制电路和电流控制电路的性能比较173 斜波补偿及系统稳定性研究183.1 电流型pwm控制模式的斜波补偿183.1.1 次谐波振荡产生的原因183.1.2 斜波补偿的方法与作用203.2 同步整流技术213.2.1 同步整流技术的概念213.2.2 功率mosfet的分析223.2.3 同步整流技术的发展趋势233.3 dc-dc开关电源的系统稳定性和补偿243.3.1 系统稳定性的判定依据243.3.2 补偿网络的分析244 变换器rt8015a介绍与整体电源设计274.1 rt8015a简介274.1.1 rt8015a变换器概述274.1.2 变换器特性2

8、74.1.3 变换器应用274.2 引角功能284.3 rt8015a功能模块图294.4 rt8015a基本工作原理294.5 正5v电压产生电路与降压电路设计314.5.1 正5v电压产生电路设计314.5.2 降压电路设计334.6 典型工作特性37总结41致谢42参考文献4347 1 绪论电源是各种用电设备的动力装置，是电子工业的基础产品。经济建设和社会生活各个方面的发展都会促进电源产业的发展。1.1 开关电源概述 同时具备三个条件的电源可称之为开关电源。这三个条件就是：开关（电路中的电力电子器件工作在开关状态而不是线性状态）、高频（电路中的电力电子器件工作在高频而不是接近工频的低频）

9、和直流（电源输出的是直流而不是交流）。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管导通和关断的时间比，维持稳定输出电压的一种电源。从上世纪90年代以来开关电源相继进入各种电子和电器设备领域，计算机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都己广泛地使用了开关电源。由于其高效节能可带来巨大经济效益，因而引起社会各方面的重视，从而得到迅速推广。开关电源sps（switching power supply）被誉为高效节能电源，它代表着稳压电源的发展方向，现已成为稳压电源的主流产品。开关电源内部关键元器件工作在高频开关状态，本身消耗的能量很低，电源效率可达80%-90%，特别是目前便携式设备市场需求巨

10、大，dc-dc开关电源的需求也越来越大，性能要求也越来越高，而dc-dc开关电源的设计也更具挑战性。开关电源采用功率半导体器件作为开关元件，通过周期性通断开关，控制开关元件的占空比调整输出电压。开关电源的基本构成如图1.1所示，dc-dc变换器是进行功率变换的器件，是开关电源的核心部件，此外还有启动电路、过流与过压保护电路、噪声滤波器等组成部分。反馈回路检测其输出电压，并与基准电压比较，其误差通过误差放大器进行放大，控制脉宽调制电路，再经过驱动电路控制半导体开关的通断时间，从而调整输出电压。其结构图如图1.1所示:dc/dc变换器v1 v0取样 比较放大参考电压pwm驱动器图1.1 开关电源的

11、结构图在开关电源出现之前，线性电源已经应用了很长一段时间。线性电源的原理是先将交流电经过变压器变压，再经过整流电路整流滤波得到未稳定的直流电压，要达到高精度的直流电压，必须经过电压反馈调整输出电压。它的缺点是需要庞大而笨重的变压器，所需的滤波电容的体积和重量也相当大，而且电压反馈电路是工作在线性状态，调整管上有一定的压降，在输出较大工作电流时，致使调整管的功耗太大，转换效率低，还要安装很大的散热片。这种电源不适合计算机等设备的需要，将逐步被开关电源所取代。 开关电源和线性电源相比，具有以下优点：体积小、重量轻（体积和重量只有线性电源的30%）、效率高（一般为70%以上而线性电源只有40%）、自

12、身抗干扰性强、输出电压范围宽、模块化等。但也存在一些缺点：在隔离型开关电源中，由于逆变电路中会产生高频电压，对周围设备有一定的干扰，需要良好的屏蔽及接地。1.2 开关电源的发展历史开关电源的发展历史可以追溯到几十年前，可分为以下几个时期：（1）电子管稳压电源时期(1950年代)。此时期主要为电子管直流电源和磁饱和交流电源，这种电源体积大、耗能多、效率低。（2）晶体管稳压电源时期(1960年代1970年代中期)。随着晶体管技术的发展，晶体管稳压电源得到迅速发展，电子管稳压电源逐渐被淘汰。（3）低性能稳压电源时期(1970年代1980年代末期)。出现了晶体管自激式开关稳压电源，工作频率在20khz

13、以下，工作效率60%左右。随着压控功率器件的出现，促进了电源技术的极大发展，它可使兆瓦级的逆变电源设计简化，可取代需要强迫换流的晶闸管，目前仍在使用。功率mosfet的出现，构成了高频电力电子技术，其开关频率可达l00khz以上，并且可并联大电流输出。（4）高性能的开关稳压电源时期(1990年代现在)。随着新型功率器件和脉宽调制(pwm)电路的出现和各种零电压、零电流变换拓扑电路的广泛应用，出现了小体积、高效率、高可靠性的混合集成dc-dc电源。由于开关电源功耗小、效率高(可高达70%95%)、体积小、重量轻、稳压范围宽、滤波效率高、不需要大容量滤波电容等优点，而线性电源效率低 (一般低于50

14、%)，并且电压转换形式单一(只有降压)等缺点，如今开关电源已逐渐取代线性电源。当然线性电源因为其低噪声、低纹波的优点，在一些电子测量仪器、取样保持电路中，线形电源仍然无法被开关电源取代。1.3 开关电源的发展趋势 开关电源技术的发展是一个系统工程。主要技术平台包括电路拓扑结构、标准ic及器件、传统及成熟设计技术、emc及国际安全标准、cad/cat计算机仿真及制造平台、自动在线测试及功能测试，制作工艺等一系列技术的规范化、量产化。其中，先进的制作工艺和质量控制技术平台是最重要的部分。一整套全面质量控制技术包括从自动排料、自动插件至总装制作工艺、表面装贴与插接件组合焊接工艺、在线测试、功能测试及

15、老化性能测试等，属于系统工程。 近年来，集成开关电源沿着两个方向不断发展： （1）对开关电源的核心单元即控制电路实现集成化。 1977年国外首先研制成功脉冲宽度调制（pwm）控制器集成电路。美国摩托罗拉公司、silicon genera公司、unitrode公司等相继推出一批pwm芯片，典型产品有mc3842、sg3524。2005年凌特公司推出频率高达4mhz的dc-dc控制器ltc3417，效率高达95%。 (2）对中、小功率开关电源实现单片集成化。此方向大致分两个阶段：80年代初，意法半导体有限公司（sgs-thomson）率先推出l4960系列单片开关式稳压器。该公司于90年代又推出了

16、l4970a系列。其特点是将脉宽调制器、功率输出级、保护电路等集成在一个芯片。1994年，美国power公司在世界上首先研制成功三端隔离式脉宽调制型单片开关电源，被人们称誉为“顶级开关电源”。其第一代产品为topswitch系列，第二代产品则是1997年问世的topswitch-系列。1998年又推出了高效、小功率、低价格的四端单片开关电源tinyswitch系列。目前，手机、数码相机、mp3播放器、以及个人电脑等便携式设备的需求量的逐年增大，带动适合于电池供电电源管理芯片的发展。在国外lineartech、ti、intersil等公司根据市场需求，开发出了大量适合于便携式设备的电源管理芯片。

17、我国开关电源起源于1970年代末期，到1980年代中期，开关电源产品开始推广应用。那时的开关电源产品采用的是频率为20khz以下的pwm技术，其效率只能达到60%70%。经过20多年的不断发展，新型功率器件的研发为开关电源的高频化奠定了基础，功率mosfet和igbt的应用使中小功率开关电源工作频率高达到400khz(ac/dc)和1mhz(dc/dc)。软开关技术的出现，真正实现了开关电源的高频化，它不仅可以减少电源的体积和重量，而且提高了开关电源的效率。目前，采用软开关技术的国产开关电源，其效率已达到93%。但是，目前我国的开关电源技术与世界上先进的国家相比仍有较大的差距。 开关电源将沿以

18、下几个方面发展： （1）小型化、轻量化和高频化 开关电源的体积、重量主要由储能元件（磁性元件和电容）决定，因此，开关电源的小型化实质上就是尽可能减小储能元件的体积。在一定范围内，开关频率的提高，不仅能有效地减小电容、电感以及变压器的尺寸，而且还可抑制干扰、改善电源系统的动态性能。因此，高频化是开关电源的主要发展方向。 （2）高效率和高可靠性 开关电源使用的元器件大大少于线性工作电源，因此提高了其可靠性。电容、光电耦合器以及功率mosfet等元器件的寿命决定开关电源的寿命。因此，要尽可能采用较少的元器件，提高集成度。另外，开关电源的工作效率高，会使自身发热减少、散热容易，从而实现高功率密度、高可

19、靠性。 （3）低噪声和良好的动态响应 一种电流模式控制的pwm开关电源的缺点之一是噪声大。单纯追求高频化，噪声也会随之增大。采用部分谐振转换电路技术，既可以提高频率，又可以降低噪声。 （4）低电压、大电流、高功率 低电压、大电流、高功率变换技术，已从3.3v降至1.0v，电流已达几十至几百安培。同时，电源的输出指标，如纹波、精度、效率、启动时间以及动态特性等，也得到进一步提高。它的研究内容非常广泛，包括电路拓扑结构、动态问题（尤其是负载的大信号动态问题）、同步整流技术、控制技术以及其它相关技术的研究。诸如布线、磁集成、新兴电容、封装和高频大功率器件等技术。从目前至今后一段时间内都是电力电子界的

20、热点。现在的电子消费市场上，像手机、个人数字助理（pda）和掌上电脑等这种由电池供电的便携式电子系统的需求量越来越大。作为便携式电子设备，电池的使用寿命是最受关注的性能之一。但是一方面，电子设备的功能越来越复杂，芯片的集成度越来越高，这就使得电子系统的功耗越来越大。而另一方面，电池的发展速度缓慢，很难找到高容量同时又质量轻的电池。因此为了延长电池的使用寿命，使用低功耗、高效率的开关电源管理芯片逐渐成为一种趋势。基于cmos工艺的开关电源芯片具有静态电流小、集成度高同时速度快的特点，已有多家国外的公司设计了基于cmos工艺的pwm开关电源芯片。比如凌特公司（lt）推出了同步降压型开关电源ltc3

21、406，它可以最大达到96%的效率，在正常工作状态下只消耗20a的静态电流，开关频率在1.5mhz并且在芯片内部集成了同步管以保证高效率。此类芯片在国外还有很多，例如maxim公司的max8581和analog devices公司adp1610等。但是在中国，本土设计的开关电源管理芯片很少，很多公司都在探索阶段并没有可以推向市场的成熟的技术产品。1.4 本论文的主要工作1.4.1 本论文的设计目标 本文所设计的是一个非隔离型的mhz的 dc-dc降压型开关电源，对此开关电源的设计目标与要求如下：(1)输入电压：5v (2)输出电压：2.5v(3)输出电流：3a (4)开关频率设计为1mhz (

22、5)采用脉冲宽度调制即pwm控制方式(6)具有过热保护电路，过流保护电路 (7)具有高输出效率 1.4.2 本文所做的工作 第一章：简要介绍了开关电源的定义，发展历史和发展趋势以及本文的设计目标。 第二章：介绍了dc-dc变换器的几种主要拓扑结构及其工作原理，并重点分析了降压型dc-dc变换器在连续电流模式和非连续电流模式下的工作原理。描述了dc-dc变换器的控制方法，详细阐述了脉宽调制中电压控制模式和电流控制模式的基本原理，分析比较了它们各自的优缺点。 第三章：主要介绍了斜波补偿相关知识和同步整流技术的概念和发展趋势，同时还介绍了开关电源的系统性能稳定性的相关知识。第四章：详细介绍了rt80

23、15a变换器，主要有引脚功能、适用范围，基本工作原理等，并给出了工作电路和典型工作特性图。 第五章：总结了本文的设计工作。 2 开关电源原理分析2.1 dc-dc变换器拓扑结构 本节主要研究非隔离型dc-dc变换器的拓扑结构，其一共有6种：降压型、升压型、升/降压型、cuk型、sepic型、zeta型，这里只介绍前3种:2.1.1 降压型dc-dc变换器其主电路如下图所示：图2.1 降压型dc-dc变换器主电路 其中，功率mosfet为开关调整元件，它的导通和关断由控制电路决定；l和c为滤波元件；开关管截止时，二极管vd可保持输出电流连续，所以通常为续流二极管。 控制电路输出信号使开关管vt导

24、通时，滤波电感l中的电流逐渐增加，因此贮能也逐渐增大，电容器c开始充电。忽略mosfet的导通压降，mosfet源极电压应为uin，滤波电感两端电压应为 （2-1） 由此可以得出 （2-2） 假设输入电压uin和输出电压uo保持不变，可以得到 （2-3） 式中ilmin为vt导通前流过电感l中的电流。 可以看出，vt导通期间，流过电感l的电流il线性上升。vt导通状态结束时，即t=ton时，l中的电流达到最大值，即 （2-4） 控制电路使开关管关断时，电感l中的电流将减小，l两端产生的感应电压使二极管vd导通，电感l中贮存的能量通过续流二极管传输到负载。忽略续流二极管的导通压降，电感两端电压应

25、为 （2-5）由此可以得出 （2-6） 设输出电压uo保持不变，则有 （2-7） 式中ilmax为开关管断流前流过电感l的电流。 开关管关断状态结束（即t=ton）时，电感中的电流下降到最小值，即 （2-8） 将该式带入电感电流最大值表示式，经适当整理后，可以得到 （2-9） 式中，t为开关管控制信号的周期，即ton+toff；d为开关管导通时间与周期之比，通常称为控制信号的占空比。从该式可以看出，由于占空比小于1，该电路输出电压总是低于输入电压，因此将其称为降压型dc-dc转换器。在该电路中，输入电压变化时，保持控制信号的周期t不变，改变开关管的导通时间ton(即改变控制信号的占空比d)，可

26、使输出电压保持稳定，这种方式称为脉冲宽度调制（pwm）。 输出电压uo的表示式也可变为 （2-10） 式中f为控制信号的频率。可以看出，输入电压变化时，保持控制信号的宽度（即开关管导通时间ton）不变，改变控制信号的频率，也可以稳定转换器的输出电压，这种方式称为脉冲频率调制（pfm）。电感l中的电流il，在开关管导通时上升，在开关管关断时下降。若在这样一个周期t中，il下降到零，并在之后一直保持为零，则开关电源工作在非连续电流模式（dcm），否则工作在连续电流模式下（ccm）。 (1) 连续电流模式（ccm） 开关电源工作在ccm下时，一个周期内，开关管导通时间为dt，il的上升量为(uinu

27、o)*dt/l；开关管关断时间为(1d)t，则il的下降量为uo*(1d)t/l。在稳态状态下，il在每个周期的末尾和开始必须相等，因此 （2-11） 于是占空比d与uin、uo的关系如下： （2-12） 下图显示了ccm下，降压型开关电源的主要波形。负载电流io的关系可按每个周期下，il向负载传送的电荷与io在同时间下得到的电荷相等得到。图2.2 ccm下各电流波形图 (2) 非连续电流模式（dcm） 在电感足够小或者输出电流io低于一定值时，开关电源可能进入dcm状态。开关电源工作在dcm时，初始电流io，在开关管导通后电感电流可上升到最大值ilmax： （2-13） 在开关管关断后，电感

28、电流下降为零，所需时间为t0： （2-14） 下图为dcm下，各元件通过电流波形图。电感l向电容c传递的电荷q，可根据在一个周期下对电感电流积分得到，即下图中电感电流il三角波形下的面积。图2.3 dcm下各电流波形图 由此dcm下的输出电流io表示如下： （2-15） 整理可得： （2-16） 由上式可知，电感越小，uin越大，越容易进入dcm状态。若在给定电感l、uin、uo的情况下，且t0=(1-d)t时，可计算发生dcm的临界输出电流iocr： （2-17）2.1.2 升压型dc-dc变换器 其主电路如下图所示,功率mosfet作开关调整元件，它的导通与关断由控制电路决定；l为升压电感

29、；vd为升压二极管；c为滤波电容器。开关管vt导时，电源电压加在贮能电感l的两端，即 （2-18）图2.4 升压型dc-dc变换器主电路 由此可以得出 （2-19） 假设输入电压uin保持不变，则 （2-20） 式中ilmin为开关管vt导通前流过电感l的电流。可以看出，开关管vt导通后，流过电感的电流线性上升，开关管中的电流也线性上升。当开关管导通状态终止（即t = ton）时，电感l中的电流达到最大值ilmax，即 （2-21） 式中ton为开关管导通时间。开关管导通结束时，电感l中贮存的能量为 （2-22） 开关管vt关断时，电感l两端电压反向，该电压ul与输入电源电压uin叠加后，通过

30、升压二极管vd和滤波电容c加到负载两端。忽略升压二极管vd的导通压降，则升压电感l两端电压为 （2-23） （2-24） 当t-t1 =toff时，流过电感的电流最小，其值为 （2-25）将ilmin的表达式带入ilmax的表达式中，得 （2-26） 该式经整理后可得 （2-27） 由该式可以看出，这种电路的输出电压uo高于输入电压uin，所以将其称为升压型dc-dc变换器。工作过程中，调整功率开关管的导通时间ton或关断时间toff都可以改变变换器的输出电压。2.1.3 升压/降压型dc-dc变换器 其主电路如下图所示：图2.5 升压/降压型dc-dc变换器主电路 功率开关管vt导通时，隔离

31、二极管vd因承受反向偏压而关断。输入电源电压uin加在贮能电感l两端，电感电流为 （2-28） 功率开关管导通结束（t=ton）时，流过电感中的电流达到最大值，即 （2-29） 功率开关管关断时，电感两端产生反向电压，即下端为正，上端为负。隔离二极管vd因承受正向电压而导通，忽略vd的正向电压降，电感两端的电压即为输出电压u0，即 （2-30） 功率开关管关断期间，电感l中的贮能通过负载电阻rl和滤波电容c释放，il由最大值开始下降： （2-31） 功率开关管关断期间，电感l中的贮能通过负载电阻rl和滤波电容c释放，il由最大值开始下降： （2-32） 当vt关断结束（t=ton+toff）时

32、，电感电流下降到最小值，即 （2-33） 将电感电流的最小值ilmin代入ilmax表达式中，可得 （2-34）由上式可见，当占空比d大于0.5时，输出电压高于输入电压；当占空比小于0.5时，输出电压低于输入电压，因此，该电路称为升压/降压型dc-dc变换器。根据本文设计要求，输入电压为5v且输出电压2.5v，所以选用降压型dc-dc变换器。2.2 开关电源的控制技术 为将开关电源输出稳定在一定值，需要有控制模块对输出进行调整。开关电源控制技术按调制方式可分为：脉频调制（pfm）和脉宽调制（pwm）。这两种调制方式都有其优缺点，可根据实际需要选择。2.2.1 脉频调制（pfm） 经典pfm也叫

33、跨脉冲调制（psm，以开关管控制信号，略过一部分时钟周期而得名）。经典脉频调制是一种最简单的控制技术，在该方式下固定时钟被定为50%占空比，通过电压反馈实现开关频率的控制。当输出电压低于一定值时，固定时钟将控制开关开启与关闭，直到输出上升到调整值；当输出高于调整值时，开关管将关闭直到输出下降到调整值以下。图2.6 经典pfm方式 图2.6为一种经典pfm调制方式原理图，输出通过电阻分压反馈至比较器com输入端与vfre比较，当低于vref时，clk将通过rs触发器直接控制开关管，当高于vref时则屏蔽一部分时钟，使开关管关闭。通过这样的方式，能量由vin传递到vout。 经典pfm模式的电感选

34、择复杂，电压纹波很大，噪声频谱随负载变化很大。电流限制脉频调制不同于pfm调制，此调制方式运用峰值电感电流限制和一个最小关闭或最大开启时间。工作于此模式下，一旦输出电压低于调整值，开关管将开启直到电感电流达到设计值，此时开关管将关闭一定时间（最小关闭时间），电感电流开始下降，当该段时间结束时，反馈电路通过对输出电压采样，比较输出电压此时是否低于调整值，若低于则开启开关管，否则继续关闭开关管。由于电流限制脉频调制的电感电流峰值固定，电感容易选择，同时纹波相对于经pfm小，但噪声频谱仍然随负载变化。2.2.2 脉宽调制（pwm） 脉宽调制指固定时钟频率，通过调节开关管控制信号的占空比d实现对输出电

35、压的调整。pwm技术在较宽的负载范围内都具有较高效率，此外因为频率恒定噪声频谱相对窄，利用简单的低通滤波技术便可得低纹波输出电压。因此pwm技术普遍应用于通信技术中。pwm调制方式根据反馈采样的不同可分为：电压模式和电流模式。(1) 电压控制模式 传统pwm开关电源采用电压型控制模式，只对输出电压采样并作为反馈信号实现闭环控制，以稳定输出电压。图2.7为电压控制电路图：电源输出电压vout与参考电压vref经误差放大器比较放大后，又经pwm比较器比较，由锁存器输出占空比随误差电压信号ve变化的一系列脉冲，再驱动控制用的开关晶体管，使输出电压稳定。(2) 电流控制模式 图2.8为电流控制模式电路

36、图。 它是一个双控制系统，既保留了电压型控制器的输出电压反馈控制部分，又增加了一个反馈环节，它的电路工作原理是：vout与vref经误差放大器比较放大后，得到ve，由恒频时钟脉冲置位锁存器输出脉冲驱动管导通，电源电路中因输出电感的作用使脉冲电流逐渐增大，当电流在采样电阻rs上的电流信号电压vs幅度达到ve电平时，脉宽比较器的状态反转，锁存器复位，驱动撤除，功率管关断，电路逐个的检测和调节电流脉冲，控制电源输出。电压控制模式电路控制过程中电感电流未参与控制，是独立变量，开关转换器为二阶系统，有两个状态变量，即输出滤波电容的电压和输出滤波电感的电流。二阶系统是一个有条件的稳定系统，只有对控制电路进

37、行精心设计和计算，满足一定条件，方能使闭环系统稳定工作。开关电源的电流均流经电感，将使滤波容上的电压信号对电流信号产生90度延迟。因此，仅用电压采样的方法反应速度慢，稳定性差，甚至在大信号变动时产生振荡，从而损坏功率器件，以致在推挽和全桥等电路中引起变压器偏磁化饱和而产生电流尖峰，最终导致线路工作失常。 电流型控制器正是针对电压型控制器的缺点发展起来的，它增加了电流反馈环，电感电流不再是一个独立变量，从而使开关转换器成为一个一阶无条件的稳定系统，它只有单个极点和90度相位滞后，因而很容易不受约束的得到大的开环增益和完善的小信号、大图2.7 电压控制模式电路图图2.8 电流控制模式电路图信号特性

38、。2.2.3 电压控制电路和电流控制电路的性能比较 电压控制模式电路的优点是：单环反馈的设计和分析较易进行；锯齿波振幅较大，对稳定的调制过程可提供较好的噪声余裕；低阻抗功率输出，对多输出电源具有较好的交互调节特性。 电压控制模式电路的缺点是：任何输入电压或输出负载的变化必须首先转化为输出电压的变化，然后再经反馈环采样反馈控制调节，这意味着动态响应速度较慢；输出滤波器对控制环增加了两个极点，这就需要增加一个零点补偿；由于环路增益随输入电压而变化，使得补偿变得更加复杂化。 电流控制模式电路的优点是：具有良好的线性调制率和快速的输入输出动态响应；消除了输出滤波电感带来的极点和系统的二阶特性，使系统不

39、存在有条件的环路稳定性问题，具有最佳的大信号特性；固有的逐个脉冲电流限制，简化了过载保护和短路保护，在推挽电路和全桥电路中具有自动磁通平衡功能；多电源单元并联易于实现自动均流。 电流控制模式电路的缺点是：需要双环控制，增加了电路设计和分析难度；因电流上升率不够大，在没有斜波补偿时当占空比大于50%时，控制环变得不稳定，抗干扰性能差，因控制信号来自输出电流，功率级电路的谐振会给控制环带来噪声；因控制环控制电流，使负载调制率变差，在多路输出时，需要耦合电感实现交互调节。采用简单斜波补偿措施后，电流控制模式电路引起的绝大部分问题都能得到满意解决，且不影响其优势的发挥。根据以上讨论，选择电流控制模式为

40、所设计的pwm开关电源芯片的反馈模式。3 斜波补偿及系统稳定性研究3.1 电流型pwm控制模式的斜波补偿 电流型dc-dc变换器是采用电流反馈环控制系统的集成电路，它的反馈信号取自输出电流，用反馈电流调整控制器的输出脉冲宽度改变脉冲的占空比，实现开关电源的稳压输出。误差信号控制峰值开关电流。由于平均电感电流仅随误差信号的变化而变化，因此电感可相当于一个电流源。这样就使得集成电路几项性能得到改善，例如改善了电源的瞬态响应，电源调整率也得到改善，设计控制环路更简单，更容易。3.1.1 次谐波振荡产生的原因当控制信号方波的占空比大于50%时，电感电流连续时可能会出现低次谐波振荡。这种不稳定性取决于稳

41、压器的闭环特性，由电感电流或者控制电压的扰动造成的。(1) 电感电流的扰动由于电路工作过程中各种因素的影响，可能会造成电感电流突然发生变化。一般情况下，这种变化可以通过电路内部的反馈调节机制来重新达到一定的平衡。然而，在占空比大于50%时可能会产生低频振荡甚至是不稳定的状态。如图3.1所示：图3.1 电感电流的扰动引起的次谐波振荡当占空比大于50%时，由于电感电流上升时的斜率m1要小于下降时的斜m2，i0i，每经过一个周期，电感电流的值偏离正常工作时的平衡值越来越大，系统变得不稳定。同时我们可以看到，如果占空比小于50%，即m1的值于m2的值，那么i0i，系统将在几个周期之后恢复到远离的平衡状

42、态。(2) 控制电压的扰动图3.2 控制电压的扰动引起的次谐波振荡 在t0时，开关导通开始，电感电流以m1的斜率上升。在tl处，电流检测输入达到由控制电压建立的门槛值，这就使功率开关关断并使电流以m2的斜率衰减，直至下一个振荡周期。如把一个扰动加在控制电压上，就产生一个小的i（虚线)，不稳定的情况就会出现。 从上面的示意图并根据解析几何可以算出，由于固定的振荡时间，电流衰减时间被减小，并且在开关导通t2时的最小电流增加到i +i(m2/ml)。在下一个周期t3时的最小电流减小到 i+i（m2/ml）(m2/m1)，在每一随后周期，这个扰动的值大小就会被乘上m2/ml。如果m2/ml小于1，也就

43、是占空比小于50%时，这个扰动的值是在逐渐减小的，在开关导通情况下电感电流经过几次交替增加和减少，形成好几个振荡周期，再逐步达到一个稳定的值。但是，如果m2/ml的值大于1，也就是占空比大于50%时，扰动的值是逐渐增大的，电感电流无法重新回到平衡状态，系统是发散的，变得不稳定，并且m2/ml比值越大，即占空比越大，系统也就越不稳定。3.1.2 斜波补偿的方法与作用 为了解决电流型pwm控制模式中出现的次谐波振荡问题，我们可以对电感电流i上升的斜率进行补偿，也就是加大等效的ml，实际上也就相当于人为的减小了占空比，使其等效成占空比小于0.5时的稳定情况。增加i也就是增加电流反馈的到的电压，实际上

44、和减小控制电压是等效的。所以在分析补偿作用时，我们来看减小控制电压的情况。具体应用过程中，两种方法都是可行的。图3.3所示的斜波补偿的原理图，-m3是引入的斜波信号的斜率，这个斜波信号的频率与pwm时钟同步。这样一来，经过一个周期后扰动量变为图3.3 斜波补偿原理图 （3-1） 由于占空比越大，系统就越不稳定，需要补偿的幅度也就越大，所以我们要考虑占空比接近于1时的情况。在100%占空比时要使,求解式（3-1）的方程，得出 （3-2） 因此，只要使斜波补偿信号的斜率大于电流波形下降斜率的1/2，就可以保证占空比大于50%时系统能稳定工作。在实际应用中，根据经验值，一般m3m2使得在任何条件下，

45、m3的值都满足式（3-2），从而确保系统稳定工作。 在电路设计中，由于斜波补偿信号的频率与pwm时钟同步，因此可以由振荡器得到补偿斜波，在振荡器的输出端接上一个一定大小的电容，通过电容的充放电，得到需要的斜波信号。 除了上面介绍的消除次谐波振荡以外，斜波补偿还有提高电流检测精度的功能。由于在电流型控制中依靠对电感电流上升斜波的检测完成控制，所以若电流变化率较大，可以提供较好的抗噪声干扰能力和为电流比较器提供较好的信号电平。而采用斜波补偿的方法，等于人为地改善了电感电流上升斜率，使其具有类似于电压控制模式抗噪声裕度较大的优点。当外加补偿斜波信号的斜率增加到一定程度，峰值电流模式控制就会转化为电压

46、模式控制。3.2 同步整流技术3.2.1 同步整流技术的概念 随着计算机和电子电路技术的发展，低电压、大电流稳压电源的应用越来越普遍。与之相应的是电源管理的功耗问题，早期单片集成的dc-dc转换器采用的是二极管整流，此类开关电源的效率最高也只能达到76%，也就是说，开关稳压电路内部总损耗24%。后来将二极管改用肖特基二极管，开关电路采用mosfet，效率有所提高，可以达到90%以上。但由于肖特基二极管的管压降在负载电流很大时可以达到0.5v左右，因此器件的功耗也相当大。 为此基于如何降低低电压大电流功率转换器的整流损耗、提高整流效率的同步整流技术，成为低电压大电流功率转换器的技术瓶颈和技术核心

47、。同步整流技术基本思路是采用功率mosfet作为整流器件取代普通二极管或者肖特基二极进行整流，如图3.4所示。 功率mosfet的特点是：导通电阻低、开关时间短、输入阻抗高。目前可用于同步整流的功率mosfet的最低导通电阻为3-4.5m,因此如果输出电流10a，其正向导通压降仅为0.03-0.045v；如果输出电流为50a，其正向导通压降仅为0.15-0.225v，从而可以满足低电压大电流功率转换器的高效率的需要。如果单一低电压大电流功率转换器模块输出电流等级非常高，比如100a，以3m导通电阻的功率mosfet为例，其正向导通压降虽然也达到0.3v，但在这种情况下，可以采用功率mosfet

48、多管并联运行的形式以降低正向导通压降，采用双管并联运行，则正向导通压降为0.15v；采用三管并联运行，则正向导通压降为0.1v。图3.4 同步整流技术原理 功率mosfet不像普通二极管和肖特基二极管那样，在承受正向电压时导通，在承受反向电压时自然截止，所以必须控制功率mosfet的导通和关断。 3.2.2 功率mosfet的分析 同步整流技术就是用功率mosfet代替普通二极管或者肖特基二极管进行整流，所以，研究同步整流技术，就必须首先深入地了解同步整流器件，即功率mosfet。不但应该深入研究功率mosfet的导电特性，而且要基于其整流损耗模型，进行整流损耗分析。除此之外，对于大电流运行情况，同步整流技术的整流损耗是否总是优于肖特基二极管的整流损耗，都是值得研究的重要课题。 mosfet为电压控制器件，电压控制意味着对电场能的控制，故称作为场效应晶体管。mosfet的电压控制机理是利用栅极电压的大小来改变感应电场电沟道的厚度（感应电荷的多少），来控制漏极电流id的。当栅极电压vgs小于阈值电压vth时，无论vds的极性如何，两个pn结中，总有一个pn结是反向偏置的，因此漏极电流id几乎为零，这种情况下形成耗尽层，mosfet不能导通。当栅极电压大于阈值电压时，漏极和源极之间形成n型沟道，由于n型沟道的电阻很小，