（电力电子与电力传动专业论文）电流型多电平变流器拓扑及pwm控制策略研究.pdf

浙江人学硕士学位论文 第一章 1 1 引言 第一章绪论 在过去的几十年里，电力电子器件经历了晶闸管( s c r ) ，可关断器件( g 1 o ) 、 大功率晶体管( g t r ) 和场控器件( i g b t 和p 0 w e rm o s f e t ) 三个阶段。近 年来，各种新型功率器件，如i g c t 、m c t 等又纷纷出现。电力电子的单管容量 开关频率已经得到了极大的提高，既便是这样，在某些应用场合，传统的两电平 拓扑仍不能满足人们对高压大功率的要求，随着电力电子领域各种技术的全面发 展，人们对电力电子装置的高压、大功率和高频化的要求越来越强烈，人们希望 电力电子装置能够处理越来越高的电压等级和容量等级，例如，电力系统中以高 压直流输电( h v d c ) ，静态无功补偿( s 耵玎c o m ) 等为代表的柔性交流输电技术 ( f a c t s ) ，以及以高压变频为代表的大电机驱动和大功率电源装置。多电平变换 器也就是在这种背景下成为高压大功率变换研究的热点2 【3 】。 目前，多电平变换器技术【4 j 己成为电力电子学中，以高压大功率变换为研究 对象的个新的研究领域。对于电平数为n 的多电平变换器，它具有以下突出 优点： 1 每个功率器件仅承受1 ( 一1 ) 的母线电压( n 为电平数) ，所以可以用低耐压 的器件实现高压大功率输出，且无需动态均压电路。 2 电平数的增加，改善了输出电压波形，减小了输出电压波形畸变( d ) 。 3 ，可以用较低的开关频率获得和高开关频率下两电平变换器相同的输出电压波 形，因而开关损耗小，系统的效率高。 4 由于电平数的增加，在相同的直流母线电压条件下，较之两电平变换器，开 关器件所承受的d v d t 应力大为减少。 目前对电压型多电平变换器研究得很多，但几乎还没有将多电平技术应用到 电流型变流器中去的研究报道。随着高温超导技术突破性的发展并进入实用化， 超导技术解决了电流型变流器中的储能电感储能效率问题，同时电力超导储能系 统中储能线圈具有电流源特性，因此电流型变流器将成为应用最佳选择之一。对 浙江大学硕士学位论文 第一章 电流型多电平变流器的研究工作是必要的、可行的，具有重要的理论意义和应用 前景。 1 2 电压型多电平变流器 传统的变流电路在实现大功率的同时，在性能上并未有太多突破，且以系统 的复杂性和高成本为代价。近年来，多电平变换器越来越多受到关注。它一般是 由几个电平台阶合成阶梯波以逼近正弦输出电压。这种变换器的输出波形具有更 好的谐波频谱，每个开关器件所承受的电压应力较小，开关损耗小，因而这种变 换器已成为研究的热点。常见的多电平变换器有以下几种： 1 二极管筘位型多电平逆变器( d i o d e c l 锄p e dm u l m e v e li n v e r t c r ) 2 飞跨电容型多电平逆变器( f l y i n 争c a p a c “o r 珊止t i l e v e li n v e r 【e r ) 3 级联型多电平逆变器( c a s c a d e dm l l l t i l e v e li n v e r t c r ) 1 2 1 二极管箝位型多电平逆变器l s l l 6 l | 7 1 图l l 所示是二极管筘位型五电平三相逆变器的主电路结构。分压电容 c 】2c 22c 32 c 4 ，并且12 22 32 4 ；每相桥臂有8 个开关器件串联， 其中每4 个开关器件同时处于导通或关断状态，其中s a l 和s a 5 互补、s a 2 和s a 6 互补、s a 3 和s a 7 互补、s “和s a 8 互补。 o 图1 1 二极管箝位型五电平三相逆变器主电路 箝位二极管的耐压要求较高。每相所需要的二极管数量为( m 1 ) ( m 一2 ) ，二 浙江大学硕士学位论文 第一章 极管的数量与电平数的平方成正比( 目前研究中的电平数一般不超过7 ) 。 二极管钳位多电平变流器的优点： 1 阶梯波调制时，器件在基频下工作，开关损耗小，效率高； 2 可控制无功功率流； 3 b a c k t o _ b a c k 连接系统控制简单； 缺点：1 需要大量钳位二级管； 2 每桥臂上下侧功率器件的导通时间不一样，造成负荷不一致 3 存在直流分压电容电压不平衡问题。 1 2 2 飞跨电容型多电平逆变器i b l f 9 1 f 1 0 1 ，。驯 本“ 丰“ ： u- 飞跨电容型五电平三相逆变器主电路 所示是飞跨电容型三相五电平逆变器的主电路结构。每相桥臂有8 个 开关串联，其中每4个开关器件同时处于导通或关断状态，其中sal和sa8 互补a2和sa7互补、sa3和sa6互补、sa4和sa5互补。电容箝位型变流器 具有开关方式组成灵活、对开关器件保护能力较强等优点，m电平的变流器 每一要(m一1)(m2)2个辅助电容。电容箝位型变流器需要大量的箝位电容， 体积，可靠性差。存在直流分压电容电压不平衡问题。因此，对电容箝位型 变流应用性研究比二极管箝位型多电平变流器要少。 多电平变流器的优点： 波调制时，器件在基频下开通关断，损耗小，效率高； 制无功和有功功率流，因而可用于高压直流输电等方面： 浙江大学硕士学位论文 第一章 3 大量开关组合冗余，可用于电压平衡控制； 缺点：1 需要大量的钳位电容，体积庞大，可靠性差： 2 用于有功功率传输时，控制复杂，开关频率高，开关损耗大 3 存在直流分压电容电压不平衡的问题。 1 2 3 级联型多电平逆变器1 2 1 1 1 3 1 图1 3 所示是级联型三相五电平逆变器的主电路结构。这是一种较为新颖的 拓扑结构。每相桥臂有2 个单相全桥构成，其中每4 个开关器件同时处于导通或 关断状态，其中s a l 和s a 3 互补、s a 2 和s a 4 互补、s a 5 和s a 7 互补、s a 6 和s a 8 互补。 v v 图1 3 级联型五电平三相逆变器主电路 级联型变流器和前面的两种拓扑相比具有如下特点：无需钳位二极管和电 容，在三种电路拓扑中，对于相同的电平数，所需器件最少，易于封装；技术成 熟，易于模块化，较适于7 电平或9 电平以上的多电平场合；易采用软开关技术， 以避免笨重，耗能的阻容吸收电路；不存在电容电压平衡问题。但是它需要多个 直流电源，不易实现四象限运。 1 3 多电平变流器的控制策略 多电平逆变器的p w m 控制技术是多电平逆变器研究中一个很关键的技术， 它是与多电平逆变器拓扑结构的提出是共生的，因为它不仅决定多电平逆变器的 实现与否，而且，对多电平逆变器的电压输出波形质量，系统损耗的减少与效率 4 浙江人学硕士学位论文 第一章 的提高都有直接的影响。多电平逆变器功能的实现，不仅要有适当的电路拓扑结 构作为基础，还要有相应的p w m 控制方式作为保障，才能保证系统高性能和高 效率的运行。针对大功率变流器，尤其是多电平变流器，人们在两电平s p w m 技术的基础上，提出了许多p w m 方法，这些调制方式主要用于电压型多电平变 流器，其中一些调制方式在电流型变流器中适用，归纳起来有以下几种： 1 3 1 阶梯波脉宽调制【1 4 】1 1 5 l 典型的阶梯波调制参考电压和输出电压波形如图1 _ 4 所示，输出电压电平台 阶的产生，实际上是对作为模拟信号的参考电压的一个量化逼近过程，这种调制 方法对功率器件的开关频率没有很高的要求，所以可以用低开关频率的大功率器 件，如g t 0 实现，控制上硬件实现方便。该方法的缺点是，由于开关频率较低， 输出电压谐波含量较大，常用于电力系统无功补偿等场合。 n， u 图1 - 4 五电平阶梯波调制原理图 1 3 2 基于载波的p w m 技术 对于多电平逆变器而言，由于其载波或调制波的数量不止一个，而调制波和 载波又有多个控制自由度( 如频率、相位、幅值、形状等等) ，研究者们利用这些 控制自由度的不同组合，提出了许多种p w m 控制方法。 ( 1 ) 多电平消谐波p w m 方法1 1 6 l 【1 7 i n 电平变流器中，n ，1 个具有相同的频率和相同的幅值的三角载波并排放置， 形成载波组，以载波组的水平中线作为参考零线。在每一瞬时，每个载波都与共 同的调制波进行比较，针对每一次比较，根据对应多电平拓扑的工作原理，使得 相应的开关组合导通。根据三角载波的相位，p w m 控制可有如下三种形式： 浙江大学硕士学位论文 第一章 a 各个三角载波相位一致，如图1 5 所示称为p d 型，相应的输出波形见图1 6 。 b 参考零线以上，三角载波相位一致：参考零线以下，三角载波相位与前者相 反，称为p o d 型。 c 各个三角载波从上至下依次相反，称为a p o d 型。 图1 5i 型p w m 调制原理 图1 6i 型p w m 调制输出波形 多载波p w m 方法的优点是变流器的输出特性良好，单个器件的开关频率低， 等效开关频率较高，具有一定的传输带宽，输入输出成线性关系，但缺点是器件 的导通负荷不一致。 ( 2 ) 载波带频率变化的p w m 方法n 刚 在传统的消谐波p w m 方法( s m ，w m ) 和开关频率优化p w m 方法( s f o p w m ) 中，上部和下部开关的开关频率要远大于中间开关的开关频率，在图1 1 所示的 二极管箝位型五电平逆变器中，上部开关只一墨，和下部开关疋。一& 。的开关频 率要远大于中间开关咒：一只。和只，一咒，的开关频率。为了平衡上部、下部和中 间开关的开关频率，t 0 1 b e r t 提出了载波带频率变化的p w m 方法，其原理如图 1 7 所示。该方法是在s h p w m 和s f o p w m 的基础上，适当增加中间各开关所 对应的载波带的载波频率，以平衡上部、下部和中间开关的开关频率。 图1 。7 载波带频率变化的p w m 方法原理图 ( 3 ) 混合载波p w m 方法1 1 9 l 浙江大学硕士学位论文 第一章 电流型多电平变流器是一个很新的研究课题。尽管国内外学者对于电压型多 电平变流器已经进行了比较系统的研究并获得了较好的成果，而且至今仍是电力 电子领域研究热点之一，但鉴于前面所说的电感储能效率低等原因，电流型变流 器应用范围相对于电压型来说还是要小得多，对其的研究工作也相对较少，尤其 是针对三相直接式电流型多电平变流器的研究更少，因此这是一个新的研究方 向。 1 4 2 电流型多电平变流器研究现状 电压型多电平变流器经过多年来的研究和发展，在拓扑结构，调制方式， 谐波特性，控制性能，直流电压平衡等方面取得了丰硕的研究成果。电流型多电 平变流器的研究工作相对较少，国内外很少有文献报道关于电流型变流器的研 究。本文研究了电流型多电平变流器的拓扑，从结构上分，电流型多电平变流器 可以分为单相直接型和单相组合型、三相直接型和三相组合型结构。 ( 1 ) 单相直接型多电平c s i 【3 9 1 图1 1 2 为一种电单相直接型5 电平c s i 拓扑。图中的l l 、l 2 为分流电感， 图中所有的开关器件均由可控开关串联快恢复二极管组成。若忽略所有的开关 器件和分流电感上的内阻，在稳态时两个分流电感将承担电流源电流的1 2 。通 过适当的开关组合，在输出端可以获得+ i 、+ i 2 、0 、一也、一i5 个电平。该拓 扑的工作原理见表1 1 。该拓扑的优点是结构对称，易于拓展，开关器件的工作 频率不高，控制简单，缺点是所用的开关器件和电感较多。 图1 1 2 单相直接型5 电平c s i 浙江大学硕士学位论文 第一章 表1 1 单相5 电平c s i 的开关组合 输出电平导通的开关组合 is 2 s 4 s 5s 7 s 2s 4s 6s 7 s 2s 4s 5s 8 耽 s 1s 4s 5s 7 s 2s 3s 5s 7 s 2s 4s 6s 8 s 2 s 3s 6 s 7 o s 2s 3s 5s 8 s 1s 4s 6 s 7 s 1s 4 s 5 s 8 s 1s 3s 5s 7 s 2s 3s 6s 8 s 1s 4s 6s 8 i 2 s 1s 3s 6s 7 s 1s 3s 5s 8 is 1s 3s 6s 8 另一种单相5 电平拓扑如图1 1 3 所示，该拓扑由直流母线电流分配电路和 逆变电路组成。 图1 1 3 新型单相5 电平c s i 拓扑 共享电感l l ( 也称分流电感、平衡电感，起均流、分流作用) 和开关s ， s 8 组成直流母线电流分配电路，开关s l s 4 以及负载组成逆变电路，所有的开 关都是单向开关。假定电路工作于稳态时电感l ，流过的电流为电流源电流的1 2 ， 则其对应的闭合开关状态和输出电流的对应关系见表1 2 。 浙江大学硕士学何论文 第一章 图1 1 6 三相电流型组合式多电平变流器拓扑 如图1 1 7 所示为三相分相控制式5 电平c s i 。该拓扑由三个单相5 电平c s i 单元组成，每个单元的系统参数都一致，三相逆变器的每一相对应一个单相c s i 单元，三个c s i 单元之间通过星型负载的中性线进行解耦，即每个逆变单元之间 的控制是相对独立的，电路工作时可以视作三个单相c s i 单元独立工作。l 。，l b ， l 。与c 。，c b ，c 。组成低通滤波器以输出电流谐波。z a ，z b ，z c 表示三相交流负载。 i a ，i b ，i 。表示三个独立电流源。三个单相c s i 单元之间的控制信号依次相差1 2 0 0 。 s 鼎 图1 1 7 新型三相分相式5 电平c s i 拓扑 如图1 1 8 所示为组合式三相5 电平拓扑，每相由两个全桥单元组合而成， 浙江大学硕士学位论文 第一章 表1 4多电平变流器的p w m 控制方法分类 多电平变流器的p w m 控制方法 多电平消谐波p w m 方法( s u b h a n n o n i c s h p w m ) 多载波的s p w m 方法载波相移s p w m 方法( c p s s p w m ) 开关频率优化p w m 法( s f o p w m ) 常规的s v p w m 方法 s v p w m 方法 相移式s v p w m 方法 预置凹超槽法( 较高频率)也称特定谐波消除p w m 开关点预置p w m 法 阶梯波逼近法( 基波频率)法( s h e p w m 法) 在本文中，将阶梯波调制方法应用于单相组合式多电平拓扑；将载波相移 p w m 方法应用于三相组合式拓扑；将多载波p w m 方法应用于单相直接式多电 平拓扑，在本文后续章节将会有所介绍。 1 6 本文的主要研究内容 本文的研究目标是从多电平技术的角度来研究中大功率电流型变流器的 拓扑及控制策略。目前国内外在这方面开展的研究工作还比较少，相关的文献 资料也不多。本文研究中参照多电平v s i ，采用对偶、等效等手段，利用仿真 及实验等方法，在单相多电平c s i 和三相多电平c s i 的拓扑结构及调制技术 上进行了研究分析。本文的主要工作如下： 1 通过电压型变流器拓扑，应用对偶、等效、简化的方法去构造电流型变 流器拓扑。并把应用于电压型变流器的调制方法应用于电流型拓扑中进行分析。 2 研究了一种多载波p o d p w m 方法在新型单相多电平c s i 中的调制。在 这种拓扑中，分别研究了开环和闭环控制方案。在开环下，分流电感波动较大， 输出波形不理想；在闭环控制下，电感电流得到了有效的均衡，输出谐波大大减 少，并用仿真和实验的手段验证了理论分析。 3 研究了一种三相直接式5 电平变流器的控制策略。通过三相解耦来实现 交流器的控制。对单相直接式和三相直接式5 电平拓扑进行了拓展，电平数的增 加，有效的减少输出谐波含量。 浙江人学硕士学位论文第二章 可以视作电流源，起到了很好的分流和均流的作用。这种限制型的并联结构对驱 动电路的同步性要求并不严格，这样可以减小d i d t ，并且可以衍生出一些电流型 多电平拓扑。 2 2 一类简化的单相多电平c s i 拓扑 2 2 1电压型和电流型多电平交流器的对偶 对偶性是电路拓扑的基本性质之一。对偶定理在分析和构造新拓扑中发挥着 重要的作用。三相v s i 和三相c s i 存在着一定的对偶关系，适用于电压型逆变 器的控制技术和诣波分析方法同样适用于电流型逆变器。同样地，可以借助于多 电平v s i ，利用对偶的思想来分析多电平c s i 。 对偶定理能直接应用的前提是电路拓扑是平面网络。单相电容钳位型多电平 v s i 拓扑是平面网络，因而可以直接应用 x 浙江大学硕士学位论文 第二章 图2 - 6 单相电流型5 电平c s i ( 与图2 5 对偶) 表2 1 图2 5 与图2 6 的对偶关系 输出电平 闭合开关组台 图2 5图2 6 s l s 2 s 7 s 8 + e+ i s l s 2 s 6 s 8 + e ，2+ i 2 s 2 s 4 s 7 s 8 s 1 s 2 s 5 s 6 0o s 2 s 4 s 5 s 6 e 2i ，2 s 3 s 4 s 6 s 8 s 4 s 3 s 5 s 6 ei 2 2 2 简化的新拓扑 从简化拓扑开关器件和电感的因素考虑入手，图2 6 的拓扑可以简化如下： 开关s 1 ，s 2 和电感l 可以去掉，如图2 7 所示为简化后的单相5 电平c s i 拓扑， 它只用6 个开关和1 个分流电感实现5 电平输出。通过合理的控制方式，可以使 分流电感上的电流达到平衡。这种拓扑比文献 4 9 提出的拓扑结构少两个开关元 件和一个分流电感，是目前为止开关和分流电感数目最少的一种拓扑。 图2 7 单相5 电平c s i 浙江人学硕士学位论文 第二章 图中l 为平衡电感，在电路中起到均流，分流的作用，在稳态时电感类似 于电流源的性质。所有的开关器件均由可控开关( m 0 s 管或i g b t ) 串联快恢复 二极管组成，图中的6 个开关组成3 个互补的开关对，每连于电感同一点的两个 开关在工作时处于互补的状态，如图所示s 5 s 6 ，s 7 s 8 是两个互补开关对；另外， s 3 s 4 也工作在互补状态。 若忽略所有的开关器件和分流电感上的内阻，在稳态时分流电感将承担电流 源电流的1 2 。通过适当的开关组合，在输出端可以获得+ i 、+ 此、o 、一i 2 、一 i5 个电平。该开关的组合顺序和输出电平关系如表2 2 所示。 表2 2 单相5 电平c s i 的开关组合 导通的开关组合 ts 4 s 5 s 7 s 4s 6s 7 i ，2 s 4s 5s 8 s 3s 6s 7 1 ，2 s 3s 5 s 8 is 3s 6 s 8 s 3s 5 s 7 0 s 4 s 6 s 8 2 3 单相5 电平c s i 的控制策略 新型的单相多电平c s i 要能获得预期的输出必须依赖于正确的开关控制策 略。选择一种既能保证各支路电流平衡，又能满足谐波治理、功率控制等要求的 控制策略并非易事。 2 3 1电感电流平衡的开环控制方式 目前适用于多电平逆变器的调制方法主要有两类，一是空间矢量调制( s v m ) 技术，一是多载波p w m 技术。对于五电平以上的多电平逆变器，空间矢量的计 算非常复杂，因而一般采用多载波p w m 技术。在国外的文献中，对多电平c s i 的p w m 控制策略研究非常少，反馈控制方式更是未见报道。本文采用载波位置 相反分布( p h a s eo p p o s i t i o nd i s p o s i t i o n ，简称p o d ) 的p w m 方法。图2 ，8 为p o d p w m 技术的示意图。p o d 调制里含有四个三角调制波( w c l ，w c 2 ，w c 3 和w c 4 ) 浙江人学硕士学位论文 第二章 和一个正弦调制波( w 。) ，零参考线位于载波系列的中问，所有在零参考线上的 载波都同相，而在零参考线下的载波都与零参考线上的载波反相。在每一瞬时， 每个载波都与相应的调制波进行比较，针对每一次比较，都给出一个导通开关的 开关组合。设m 是多电平c s i 的电平数，则幅值调制比m 。和频率调制比m f 分 别定义如下： 。：垒n _ ，m ，：生 8 ( m 1 ) a 。 1 。 图2 8p o d p w m 技术 采用上述调制策略，开环控制方式选用的开关组合见下表 表2 3p o d p w m 的工作原理 t ( 日s ) 调制 比较 开关组合 输出 信号表达式电流 w h w c ls 4 s 5 s 7+ i i w m l i w c 3 l s 4 s 6 s 8- 0 i w c 3 i i w m i i w c 4 i s 3 s 6 s 7i 2 w m 0 l w m p l w c 4 l s 3 s 6 s 8i 开环控制下，控制方式简单。但是采取开环控制下的上述的开关顺序，分流 电感上承担的电流并不等于电流源的一半，而是略大于i 2 ( 另一组开关组合会 导致分流电感电流小于i 2 ) ，此种情况分析如下：电路工作时，电感处于充电 和放电的不同状态。当电感和负载不在一条支路时，电感两端为正电压，电感处 浙江大学硕士学位论文 第二章 于充电状念，电流逐渐增大。在稳态时，电感上的电流总是略大于i 2 ( 如图2 9 ( a ) ， 负载z 和电感l 1 不在同一支路，此时l 1 上电流大于i 2 ，图2 9 ( b ) 电路同理) ； 当电感和负载在同一条支路，电感两端为负压，在反压状态下放电，电流逐渐减 小。在稳态时，电感上的电流总是略小于i 2 ( 如图2 9 ( c ) ，负载z 和电感l 1 在 同一支路，此支路电流小于娩，图2 9 ( d ) 电路同理) 。 s 5z 图2 9 ( a )i 2 对应的s 4 s 5 s 8 组合 l 1 电流大于i ，2 s 6z 图2 9 ( b ) ，i 2 对应的s 3 s 6 s 7 组合 l l 电流大于 一i 2 图2 9 ( c ) i ，2 对应的s 4 s 6 s 7 组合图2 9 ( d ) 陇对应的s 3 s 5 s 8 组合 l 誊军羹 x 浙江夫学硕士学位论文 第二章 反馈控制原理见框图2 1 0 ，欲使电感电流承担输入电流的1 2 ，可通过检测 电感电流和总电流，比较i i ，和1 2 t i d ，来选择两组开关顺序。当瞬时电感电流 i l 小于l 2 + i d 时，通过比较器输出低电平，取反后得到一高电平信号使得开关切 换到第二组( 此组开关顺序对应的电感电流大于l 2 ) ，使主电路工作于第二组 开关状态；当瞬时电感电流i l 大于1 2 e i d 时，通过比较器输出一高平使得开关 切换到第一组( 此组开关顺序对应的电感电流小于i 2 ) ，使主电路工作于第一 组开关状态。这样使得分流电感上的电流稳定在i 2 ，输出的p w m 电流波形和 滤波后的电流波形也更加理想。 表2 4两组基本开关组合顺序 调制比较第一组开关组合第二组开关组合输出 信号表达式 ( i 2 电平偏小) ( 舱电平偏大) 电流 w m ( w c 2 s 4 s 6 s 8s 4 s 6 s 8+ 0 w c 2 w c ls 4 s 5 s 7s 4 s 5 s 7+ 】 i w m l j w c 3 i s 3 s 5 s 7s 3 s 5 s 70 f w c 3 i i w m i 滤波前输出电流波形 3 9 浙江大学硕士学位论文 第三章 第三章三相直接式电流型多电平变流器 3 1 前言 多电平变流器分为组合式结构和直接式结构。组合式多电平变流器输出的多 电平波形都是由多个单元变流器的输出经过叠加而得到，它包括多重化【5 3 l 【5 4 1 、 级联型、相移s p w m 组合型口s 】等结构；直接式多电平变流器则是由单个变流器 直接获得多电平的输出，它包括二极管箝位型以及电容筘位型等拓扑结构。直接 式多电平变流器的结构更加紧凑，不需要变压器和更多的独立电源，因丙更具有 特色。本章研究了一类三相直接式5 电平变流器拓扑的工作原理和控制策略。 3 2 三相直接式多电平c s i 拓扑 3 2 1 三相直接式电压型和电流型拓扑 电路拓扑理论的研究已经揭示了电压型和电流型二种变流器在电路结构、元 器件等方面具有对偶性。从图论的观点看，电路拓扑的对偶关系只能应用在平面 图形范围， 大功率变流器一般采用三相桥式不在平面图内。对于电流型多电平 c s i 的三相直接式结构，不能直接运用对偶原理进行研究，但利用对偶的观点， 参照于三相直接式多电平v s i 拓扑利用电容进行“均压、分压”的思想，可以利用 电感进行“均流、分流”对三相负载电流进行合理分配和组合，进而获得满足所需 电平的拓扑。 三相电容锚位型或二极管钳位型5 电平v s i 拓 x 浙江大学硕士学位论文 第二章 图3 1 三相5 电平v s i 原理示意图 表3 1 a 相输出示意图 开关状态( 闭合为1 ，断开为0 ) o s a ls a 2s a 3s a 4s a 5 e1oo0o e 2o1000 00o1o0 e 2 0oo lo e00oo1 图3 2 三相5 电平c s i 原理示意图 类似的，对于三相直接式多电平c s i ，也可以先将电流源分成若干电流等级 浙江大学硕士学位论文 第二章 然后利用合适的开关组合生成相应的电流电平。图3 2 为三相5 电平c s i 原理示 意图，它在原理上与电压型是对偶的，表3 2 表示了a 相负载输出电流与开 关组合状态的关系。 表3 2a 相输出电流示意图 开关状态( 闭合为1 ，断开为0 ) 1 a s a is a 2s a 3s 州 i11 0 0 iooo i 2 0100 00ooo 00o1 忱 0o 1 o 。0o】l 图3 2 所示的原理图可以用图3 3 所示的实际电路图表示，此拓扑有左右两个 桥臂，每个桥臂有上下两组开关。图中所有的开关都由可控开关与一个快恢复二 极管串联，电流源用分流电感来代替。该拓扑工作方式在一个周期的输出情况参 见图3 4 。这种c s i 整体上视作一个单元电路，在开环控制下就能较好的实现平衡 电感的均流控制。 图3 3 三相5 电平c s i 拓扑 4 3 浙江大学硕士学位论文 第三章 。a l + 手 o 一 一i 。b l + o 一 一i 1 c j + 0 一 图3 45 电平输出方式示意 3 2 2 三相5 电平c s i 工作原理 图3 3 中设电流源i l 、1 2 、1 3 、1 4 分别表示电感l a l 、l b l 、l 枷l b 2 上的电流， 这里用相应的开关符号来表示对应的开关函数，并定义所有上桥臂开关的开关函 数为： s 。= 豫 当s 。闭合时 当s 。，断开时 ( k = a ，b ，c ；j = 1 ，2 ) 同时定义所有下桥臂开关的开关函数为 s 。= 信1 当s 。闭合时 当& 断开时 ( 3 1 ) ( k a ，b ，c ；j = 3 ，4 )( 3 2 ) 这里定义为一个同时系数k ，与负载相连的上桥臂开关导通时为1 ，与负载相连 的下桥臂开关导通时定义为0 。定义电流经负载流向中性点为“+ ”，从中性点流 向负载为“”，则负载z a 、z b 、z c 流过的电流为： i a 2 k ( s a l i l + s a 2 1 2 ) + ( 1 一k ) ( s a 3 1 3 + s a 4 1 4 )( 3 3 ) i b = k ( s b l _ i l + s b 2 1 2 ) + ( 1 一k ) ( s b 3 。1 3 + s b 4 1 4 )( 3 4 ) i c = k ( s c l i l + s c 2 1 2 ) + ( i - k ) ( s c 3 1 3 + s c 4 l )( 3 - 5 ) 浙江大学硕士学位论文 第三章 对于上式还应满足以下约束关系 s a l + s b l + s c l = 1 s a 2 + s b 2 + s c 2 ；1 s a 3 + s b 3 + s c 3 - - l s a 4 + s b 4 + s c f - 1 i l + 1 2 = 1 3 + 1 4 爿 ( 3 - 6 ) ( 3 7 ) ( 3 - 8 ) 稳态时，考虑到电路拓扑的对称性并忽略电感的纹波，图3 3 中所有代替电感的 电流源的值都是磁，则i a ，i 8 ，i c 改写为 i a = ( k ( s a l + s a 2 ) + ( 1 - k ) ( s a 3 + s a 4 ) ) i 2( 3 - 9 ) i b = ( k ( s b l + s b 2 ) + ( 1 一k ) 。( s b 3 + s b 4 ) ) i 2( 3 - 1 0 ) i c = ( k ( s c l + s c 2 ) + ( 1 - k ) ( s c 3 + s c 4 ) ) i 2( 3 - l1 ) 不难看出i a + i b h c = 0 ，满足以上各式的一组开关组合见表3 4 。 表3 4 三相五电平c s i 拓扑的一组开关组合 输出输出电流 闭合开关组合状态 组序 i a l bi c 1oiib 3 8 4 c 1 c 2 2i 2一ii 2a l b 3 8 4 c 2 3 i i o a 1 a 2 8 3 8 4 4ii 2i 2a 1 a 2 8 3 c 4 5i o ia 1 a 2 c 3 c 4 6i 2i 2 i a l b 2 c 3 c 4 7o i ib 1b 2 c 3 c 4 8i 2ii 2a 3 8 1 8 2 c 4 9i10a 3 a 4 8 1 8 2 1 0ii 2 i 2 a 3 a 4 8 1 c 2 1 1 10ia 3 a 4 c 1 c 2 1 2一u 2圳2ia 3 8 4 c 1c 2 浙江大学硕士学位论文 第二章 3 2 3 三种工作模式 三相五电平c s i 电路有三种工作模式。以图3 3a 相为例，第一种模式是 s a l 、s a 2 都导通，负载电流为i ：第二种模式是s a l 、s a 2 只有一个开关导通， 负载电流在i 2 ：第三种模式s a l 、s a 2 都关断，负载电流为0 。考虑a 相开关 s a l s a 2 s a 3 s a 4 ，总结起来有以下几种情况： ( 1 ) s a l 、s a 2 都开通，= + i d ； ( 2 ) s a l 、s a 2 一个开通，一个关闭，f 。= + 1 2 i d ； ( 3 ) s a l 、s a 2 、s a 3 、s a 4 都关闭，如= 0 ； ( 4 ) s a 3 、s a 4 一个开通，一个关闭，如= 一1 2 i d ； ( 5 ) s a 3 、s a 4 都开通，乇= - i d 。 在电流型变流器中，不允许电流无通路的情况。( 与l a l 相连的s a l s a 2 s a 3 为一个开关组，与l a 2 相连的s a 3 s b 3 s c 3 为一个开关组，同理与l b j 、l b 2 的三个开关也各为一个开关组) 以该拓扑的两个桥臂的4 组开关中，每组开关有 且仅有一个开关导通。 3 3 三相五电平c s i 控制策略的研究 作为三相电流型多电平变换器，控制策略上要满足三个条件：一、维持直流 侧的导通；二、要考虑三相电流的相互耦合的影响；三、分流电感上平均电压应 为零。基于以上考虑，这里采取了以下的控制策略： ( 1 ) 本文对图3 3 所示的三相新型五电平c s i 的调制方式为是一种组合逻辑 的p w m 技术，用三相互差1 2 0 0 的正弦波调制信号和两个三角载波比较，如图 3 5 。 wc wc 一一f 7 。弋k 7p ：。扩o r 夕弋 图3 5 调制方法示意图 浙江大学硕士学位论文 第三章 三角波的幅值为2 5 ，调制波的幅值可调( 大于2 5 ，小于5 ) 。以a 相为例 如图3 6 所示，由s i n a 、s i n a 与同一个三角载波比较分别得到一个两电平的 脉冲信号，两个信号叠加得到一个三电平的脉冲信号p a ( 同理，可得信号p b ，p c ) 。 ( 2 ) 将p a p b ，p c 分别两两相减，得到p a = p a p b ，p b _ p b p c ，p c = p c p a 。 因为p a 十p b + p c = o ，所以这三相开关的控制信号相互解耦。 ( 3 ) 根据前面的5 电平拓扑的工作原理，将5 电平控制信号进行分解。以a 相为例，a 相正半周分解为两个2 电平信号并送给上桥臂的两个开关管，同理负 半周分解后送给下桥臂的两个开关管。这样就可以得到表3 4 所示的一组开关顺 序，在这种组合方式下可实现p w m 调制。如图3 7 所示为与电感l a l 相连的 s a l 、s b l 、s c l 的一组开关驱动信号波形。 ( 4 ) 对电流多电平变流器而言，主电路每个桥臂都不能存在直流无通路的情 况。在控制上应该采取相应的策略予以保证。 图3 6a 相解耦控制电路 图3 7s a l 、s b i 、s c l 三个开关的控制信号 4 7 浙江大学硕士学位论文 第三章 3 4 直接式三相五电平c s i 仿真 为验证这种控制策略的正确性，本文对新拓扑构成的三相五电平c s i 进行了 仿真研究。仿真参数如下：载波比为3 2 ，每个分流电感为8 0 m h ，逆变器的输出 工作频率为5 0 h z ，负载电阻为8 q ，负载连接方式为星型连接无中性线，输出 滤波器由l c 组合而成( l = 5 m h ，c = 5 0 u f ) 。图3 8 ( a ) 中为分流电感电流波形图， 3 8 ( b ) 为变流器输出的三相5 电平电流波形，i a 、i b 、i c 分别对应a 、b 、c 三相 负载电流波形，图3 8 ( c ) 为滤波后的电流波形。从仿真波形可以看出，输出的5 电平电流波形很理想，滤波后电流波形接近正弦。 图3 - 8 ( a ) 分流电感和总电流波形 图3 - 8 ( b ) 三相电流输出波形( 滤波前) 浙江大学硕士学位论文 第三章 3 5 2 三相五电平c s i 的控制硬件电路 控制框图如图3io所示。三相正弦波通过变压器，然后通过锁相和时钟 发生电路，调制正弦波和三角波信号存储在e2proms中，得到a，b，c三相的 标准正弦波对应的调制三角波，通过前文提到的调制方式，得到一组三电平的信号p a 、p b 、p c ，然后进行解耦，得到p 蠹一蠢薹j 囊妻善荔；主蔓。莩耄婴m 型型耕瓣 照j 圳对此荚拓扑二引张；l 耳箱茸川匾爵黔掘i 溺雌鎏绸= 攀态于等主! 篓 萍筢薷引孵老藕j 件数为篓蔫笾嫉拍醢罱鹁；蕊测隔邕滴黼耄弘蜒每个分流： 囊i i 戴商烈引瓢猡套岔拳鍪謦此耋 ! l ；刚时隧嚣驵勉 弱琵翦毖豫囊，塾辫孵琴篓茎= 囊鍪蓁萋雾霎薹鎏j 毒謇? 主要要竖蒂蠹矍 l i 筵塞；l i 霎墓霞； i 露量转矩兹拍；三列葙掣j ! 霉蠢璧；三相5 电平交流器进行拓展。图4 5 是三相6 电平拓扑，它由6 个等值分流电感和1 8 个开关器件和星型负载构成。从形式上来看，图4 4 是两 个三相六开关变流器并联，图4 5 是三个三相六开关 浙江大学硕士学位论文第三章 ( 2 ) 三相信号解耦控制电路 图3 ，1 2 ( a ) a 相解猖控制电路 以a 相为例如图3 1 2 ( a ) 所示，由s i n a 、s i n a 与同个三角载波比较 分别得到一个两电平的脉冲信号，两个信号叠加得到个三电平的脉冲信号p a ( 同理，可得信号p b ，p c ) 。三电平的脉冲信号p a 和信号p b 相叠加得到五电平 的一组调制信号p a p b 如图3 一1 2 ( b ) ，同理可得p b - p c ，p c p a 控制信号。 图3 1 2 ( b ) a 相控制信号p a p b ( 3 ) 分频电路与模拟开关电路 利用d 触发器，用7 4 h c 7 4 d 触发器构建了一个分频电路，来解决前面提到 的电感电流的均流问题，如图3 1 3 所示。它的作用是将一个周期分频，使得每 个周期对称桥臂的两个信号( s a l 和s a 2 ) 交替驱动两个桥臂开关。这样每个桥 臂总的导通时间可以保持一致，就保证了分流电感的均流效果。 浙江大学硕士学位论文 第三章 q 隔 x 0 x 叫麓 j 业 x l y oy y l 崮鄞寺辈 z 。 z z l 1 n h a 1卜j0_ b c v e e 图3 一1 3 分频电路与模拟开关电路 3 5 3 三相五电平c s i 的实验波形 实验电路参见图3 9 ，图3 1 4 f a ) 为与电感l 1 相连的三个开关的驱动信号，三 相驱动信号满足互补的特点，和仿真结果一致。图3 1 4 ( b ) 为分流电感上的电流波 形i l ，图3 1 4 ( c ) 为电路电流总波形i d ，可以看到，基本上分流电感电流约为总电 流的一半，电流纹波很小，起到了很好的均流作用。图3 1 4 ( d ) 为滤波前负载的电 阻部分的电压波形v a ，v b ，v c ，3 1 4 ( e ) 为滤波后负载的电阻部分的电压波形 v a ，v b ，v c ，从实验波形看出，滤波后的正弦度较好。 瑚肉 _ ；| r骓_ 1 一：事一伊f! e ? 卜_ 一m | i _ 一 i r i l扩i i ：啊 i ：_ ：i 门| lf一? 1 f盹 图( a ) 一组开关的驱动信号，2 v d i v ，1 0 m s d i v p 磊1 ：焉。 唔毋 j e d g ec 杞f n 婀r r 屯_ 浙江人学硕士学位论文第三章 图( b ) 分流电感上的电流波形i l ，l a d i v 5 0 i i l d i v l 罢：。1 ：孟。 图( c ) 直流输入电流波形i d ，2 a d i v - 5 0 州d i v 图( d )滤波前v r a ，v r b ，v r c 波形2 0 “d i v 5 0 m d i v e d g ec h z f 浙江大学硕士学位论文第三章 图3 - 1 6 ( a ) p d 型示意图 图3 1 6 ( b ) 谐波频谱 图3 1 6 ( c )滤波前电流波形 图3 一1 6 ( d )滤波后电流波形 浙江大学硕士学位论文第三章 图3 - 1 6 ( e )分流电感电流波形 图3 1 6 采用p d p w m 调制方式 ( 2 ) p o d 型调制方案，在零参考线上，三角载波相位一致；在参考线以下， 三角载波相位与前者相反。如图3 1 7 ( a ) 所示。 3 1 7 ( a ) p o d 型调制方式 量 禽 詈 磐 谐波次数 3 1 7 ( b ) 谐波频谱 3 一1 7 ( c ) p o d 型调制方式输出p w m 电流波形 图3 1 7p o d 型调制方式 ( 3 ) a p o d 型调制方案，各个三角波从上至下依次相反。如图3 一1 8 ( a ) 所 浙江大学硕士学位论文 第三章 不。 掣 孽 莨 鼍 槲 懊 0 3 1 8 ( a ) a p o d 型调制方式 3 1 8 ( b ) 谐波频谱 3 1 8 ( c ) a p o d 型调制方式输出p w m 电流波形 图3 1 8a p o d 型调制方式 从以上的分析可以知道，三种调制方式的总谐波失真度汀h d ) 分别为3 2 2 4 ，3 4 5 6 ，3 2 2 0 差别不大。对于单相多电平变流器而言，c 型调制方案为 最优。在三相平衡无中线系统中，一般频率调制比取3 的倍数，这时载波谐波电 压引起的电流相互抵消，因而可以不考虑载波谐波的影响。在不考虑载波谐波的 影响时，a 型方案的t h d 降低到2 1 2 9 。这样，在三相平衡无中线系统中，p d 型调制方案为最优。对于p d 、p o d 、a p o d 这三种载波位置不一样的调制方式来 说，p d 型p w m 调制在载波谐波处，谐波幅值较大，而边带谐波幅值明显小于 后两种。对于奇数电平变流器，p o d 型、a p o d 型p w m 输出不含载波谐波。从 调制原理上，方案a p o d 与载波c p s s p w m 技术的原理一致。在对低次谐波特性 要求比较高的场合，比如单位功率因数校正装置等，a p o d 更为适用。 0 9 s 7 6 j 4 j t 0 0 d o o 0 a o 0 浙江大学硕士学位论文第三章 3 5 5 载波带频率变化方法在该拓扑中的应用 在多载波的调制方式中，上部和下部开关的开关频率要远大于中间开关的开 关频率，为了平衡上部、下部和中间开关的开关频率，t 0 1 b e n 提出了载波带频 率变化的p w m 方法，其原理如前图1 7 所示。该方法是在多载波方式的基础上， 适当增加中间各开关所对应的载波带的载波频率或者减少上下部开关所对应的 载波带频率，以平衡上部、下部和中间开关的开关频率。仿真参数为：未采用载 波频率变化调制的载波比都为3 2 ；采用载波比变化调制方式，中间两列载波比 增加为6 4 ，其他仿真参数同上。 3 - 1 9 ( a ) 未采用载波带频率变化的调制波形 3 - 1 9 ( b ) 采用载波带频率变化的调制波形 浙江大学硕士学位论文 第二章 i ) 本章对三相直接式5 电平的拓扑进行了原理分析。 2 ) 针对该拓扑的开关控制策略进行了研究，给出了合理的开关顺序。 3 ) 针对该